JPS6332040B2 - - Google Patents
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- JPS6332040B2 JPS6332040B2 JP3639880A JP3639880A JPS6332040B2 JP S6332040 B2 JPS6332040 B2 JP S6332040B2 JP 3639880 A JP3639880 A JP 3639880A JP 3639880 A JP3639880 A JP 3639880A JP S6332040 B2 JPS6332040 B2 JP S6332040B2
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- Japan
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- inverter
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- motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、直流電源から可変周波数の交流電
源を発生するインバータを制御するためのインバ
ータ制御回路に関し、特にインバータの負荷とし
て交流電動機が接続される場合、その交流電動機
の制動特性を改善した制御回路に関するものであ
る。
源を発生するインバータを制御するためのインバ
ータ制御回路に関し、特にインバータの負荷とし
て交流電動機が接続される場合、その交流電動機
の制動特性を改善した制御回路に関するものであ
る。
第１図は一般のインバータ回路を示す接続図
で、１はインバータの入力となる直流電源用整流
器、２はインバータ回路、３はインバータ回路２
の出力により駆動される交流電動機、４は整流器
１の出力に対する平滑用のコンデンサ、５はイン
バータ回路のトランジスタ、６はトランジスタ５
に逆並列に接続されたダイオードである。
で、１はインバータの入力となる直流電源用整流
器、２はインバータ回路、３はインバータ回路２
の出力により駆動される交流電動機、４は整流器
１の出力に対する平滑用のコンデンサ、５はイン
バータ回路のトランジスタ、６はトランジスタ５
に逆並列に接続されたダイオードである。
第２図は従来のインバータ制御回路の一例を示
す接続図であり、７は速度指令電圧発生器で、図
に示す例では直流電圧に接続されたポテンシヨメ
ータで構成されその可変タツプの出力電圧が速度
指令電圧となる。８はスイツチでこれにより電動
機３の起動停止を行なう。９，１０はそれぞれ演
算増幅器、１１は抵抗器、１２はコンデンサ、１
３は演算増幅器１０の出力電圧Vpに比例した周
波数のパルス列を出力するＶ／Ｆコンバータ、１
４は分配器であり、分配器１４の出力によつて第
１図の各トランジスタ５のベースを制御する。
す接続図であり、７は速度指令電圧発生器で、図
に示す例では直流電圧に接続されたポテンシヨメ
ータで構成されその可変タツプの出力電圧が速度
指令電圧となる。８はスイツチでこれにより電動
機３の起動停止を行なう。９，１０はそれぞれ演
算増幅器、１１は抵抗器、１２はコンデンサ、１
３は演算増幅器１０の出力電圧Vpに比例した周
波数のパルス列を出力するＶ／Ｆコンバータ、１
４は分配器であり、分配器１４の出力によつて第
１図の各トランジスタ５のベースを制御する。
インバータ回路２の動作は既によく知られてい
るのでその説明を省略するが、第１図及び第２図
に示す例ではポテンシヨメータ７の出力電圧を変
化することによつて定常状態におけるインバータ
回路２の出力周波数を制御し、したがつて電動機
３の定常状態における速度を制御し、またスイツ
チ８によつて電動機３を発停するときその起動と
制動の特性が演算増幅器９，１０によつて制御さ
れる。
るのでその説明を省略するが、第１図及び第２図
に示す例ではポテンシヨメータ７の出力電圧を変
化することによつて定常状態におけるインバータ
回路２の出力周波数を制御し、したがつて電動機
３の定常状態における速度を制御し、またスイツ
チ８によつて電動機３を発停するときその起動と
制動の特性が演算増幅器９，１０によつて制御さ
れる。
第３図はスイツチ８をオンオフしたときの演算
増幅器１０の出力電圧Vpの変化の一例を示す波
形図であつて、横軸は時間t1縦軸は電圧Vpを示
す。Ａ点でスイツチ８をオンするとポテンシヨメ
ータ７の出力電圧は演算増幅器９で増幅され抵抗
器１１とコンデンサ１２により定められる所定の
時定数で積分され演算増幅器１０の出力電圧Vp
として現われるが、Vpが漸次増加してゆきＢ点
になるとVpはポテンシヨメータ７の出力電圧
Vorefと等しくなり、演算増幅器９の出力電圧は
０となるのでVp＝Vorefの値が保持される。Ｃ点
はスイツチ８がオフされた点で、Vpは抵抗器１
１とコンデンサ１２によつて定められる時定数で
低下しＤ点ではVp＝０となる。Ｖ／Ｆコンバー
タ１３の出力周波数はVpに比例し、インバー
タ回路２の出力周波数もに比例するので交流電
動機３はＡ点で起動されＡ−Ｂ間で加速し、Ｂ−
Ｃ間ではポテンシヨメータ７の出力電圧値Voref
によつて定められる速度で運転される。さらにＣ
−Ｄ間で減速、Ｄ点で停止となる。もし、Ｃ−Ｄ
間の勾配を急にして、電動機３が自然停止するよ
りも急速に停止させようとすると、電動機３およ
びその負荷（図示せず）の慣性モーメントとその
回転速度とによつて定められる慣性エネルギーは
電動機３内で電気エネルギーに変換されインバー
タ回路２の中の６個のダイオード６を通してコン
デンサ４の電気エネルギーとして蓄えられる。第
４図は第３図に対応しコンデンサ４の端子電圧
VPNの変化を示す波形図であつて、横軸は時間ｔ
を縦軸はコンデンサ４の端子電圧VPNを示すが、
Ｃ点すなわちスイツチ８がオフとなる点までは
VPNは整流器１の出力電圧に等しいが、上述のよ
うに電動機３の制動中にインバータ回路２を経て
充電されると第４図CDの期間に示すように上昇
する。このようにVPNが上昇するとコンデンサ
４、インバータ回路２のトランジスタ５、ダイオ
ード６が過電圧となり破壊に到ることがあるの
で、このような事故を避けるためには、第３図Ｃ
−Ｄで示す減速パターンが電動機３の自然停止に
近い減速パターンとなるように、第２図の抵抗器
１１、コンデンサ１２の値を選択している。
増幅器１０の出力電圧Vpの変化の一例を示す波
形図であつて、横軸は時間t1縦軸は電圧Vpを示
す。Ａ点でスイツチ８をオンするとポテンシヨメ
ータ７の出力電圧は演算増幅器９で増幅され抵抗
器１１とコンデンサ１２により定められる所定の
時定数で積分され演算増幅器１０の出力電圧Vp
として現われるが、Vpが漸次増加してゆきＢ点
になるとVpはポテンシヨメータ７の出力電圧
Vorefと等しくなり、演算増幅器９の出力電圧は
０となるのでVp＝Vorefの値が保持される。Ｃ点
はスイツチ８がオフされた点で、Vpは抵抗器１
１とコンデンサ１２によつて定められる時定数で
低下しＤ点ではVp＝０となる。Ｖ／Ｆコンバー
タ１３の出力周波数はVpに比例し、インバー
タ回路２の出力周波数もに比例するので交流電
動機３はＡ点で起動されＡ−Ｂ間で加速し、Ｂ−
Ｃ間ではポテンシヨメータ７の出力電圧値Voref
によつて定められる速度で運転される。さらにＣ
−Ｄ間で減速、Ｄ点で停止となる。もし、Ｃ−Ｄ
間の勾配を急にして、電動機３が自然停止するよ
りも急速に停止させようとすると、電動機３およ
びその負荷（図示せず）の慣性モーメントとその
回転速度とによつて定められる慣性エネルギーは
電動機３内で電気エネルギーに変換されインバー
タ回路２の中の６個のダイオード６を通してコン
デンサ４の電気エネルギーとして蓄えられる。第
４図は第３図に対応しコンデンサ４の端子電圧
VPNの変化を示す波形図であつて、横軸は時間ｔ
を縦軸はコンデンサ４の端子電圧VPNを示すが、
Ｃ点すなわちスイツチ８がオフとなる点までは
VPNは整流器１の出力電圧に等しいが、上述のよ
うに電動機３の制動中にインバータ回路２を経て
充電されると第４図CDの期間に示すように上昇
する。このようにVPNが上昇するとコンデンサ
４、インバータ回路２のトランジスタ５、ダイオ
ード６が過電圧となり破壊に到ることがあるの
で、このような事故を避けるためには、第３図Ｃ
−Ｄで示す減速パターンが電動機３の自然停止に
近い減速パターンとなるように、第２図の抵抗器
１１、コンデンサ１２の値を選択している。
ところで、電動機３の負荷は変化するのが常で
あり、負荷の慣性モーメントが大きくなれば、そ
の負荷が結合された電動機３の自然停止の減速パ
ターンの時定数は大きくなるが、負荷の変化につ
れて第２図の抵抗器１１、コンデンサ１２によつ
て定められる時定数を変化することは困難である
ので、従来は、予想される最大負荷慣性モーメン
トに対して抵抗器１１とコンデンサ１２とによる
時定数の値が決定された。この場合、負荷の慣性
モーメントが小さくなるか、負荷が電動機３に逆
トルクを与える場合には、より速い減速が可能で
あるにもかかわらず、最大負荷慣性モーメントに
対応する減速パターンを維持するため電動機３は
駆動トルクを発生しながら減速することになる。
これでは停止に必要な時間（第３図のＣ−Ｄの時
間）を不必要に長くすると共に、減速中も電力を
使うことになりエネルギー節約上も好ましくな
い。
あり、負荷の慣性モーメントが大きくなれば、そ
の負荷が結合された電動機３の自然停止の減速パ
ターンの時定数は大きくなるが、負荷の変化につ
れて第２図の抵抗器１１、コンデンサ１２によつ
て定められる時定数を変化することは困難である
ので、従来は、予想される最大負荷慣性モーメン
トに対して抵抗器１１とコンデンサ１２とによる
時定数の値が決定された。この場合、負荷の慣性
モーメントが小さくなるか、負荷が電動機３に逆
トルクを与える場合には、より速い減速が可能で
あるにもかかわらず、最大負荷慣性モーメントに
対応する減速パターンを維持するため電動機３は
駆動トルクを発生しながら減速することになる。
これでは停止に必要な時間（第３図のＣ−Ｄの時
間）を不必要に長くすると共に、減速中も電力を
使うことになりエネルギー節約上も好ましくな
い。
この発明は、従来の回路における上述の欠点を
除去するためになされたもので、常に負荷の状態
に見合つた減速パターンで運転できるインバータ
制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
除去するためになされたもので、常に負荷の状態
に見合つた減速パターンで運転できるインバータ
制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
以下図面についてこの発明の実施例を説明す
る。第５図はこの発明の一実施例を示す接続図
で、第２図と同一符号は同一又は相当部分を示
し、１５は抵抗器、１６は電圧検出回路で図に示
す例ではコンデンサ４に並列に接続されるポテン
シヨメータを示し、１７は基準電圧を与える基準
電圧源、１８は比較器で、その出力は電圧検出回
路１６の出力が基準電圧源１７の電圧を超過した
とき負となり、それ以外の場合は正極性となるよ
うに構成されており、１９はダイオードである。
第５図の場合抵抗器１１、コンデサ１２で定めら
れる時定数は電動機３の自然停止の減速パターン
には関係なく設定される。
る。第５図はこの発明の一実施例を示す接続図
で、第２図と同一符号は同一又は相当部分を示
し、１５は抵抗器、１６は電圧検出回路で図に示
す例ではコンデンサ４に並列に接続されるポテン
シヨメータを示し、１７は基準電圧を与える基準
電圧源、１８は比較器で、その出力は電圧検出回
路１６の出力が基準電圧源１７の電圧を超過した
とき負となり、それ以外の場合は正極性となるよ
うに構成されており、１９はダイオードである。
第５図の場合抵抗器１１、コンデサ１２で定めら
れる時定数は電動機３の自然停止の減速パターン
には関係なく設定される。
第５図の回路で第１図の回路におけるVPNの値
が所定値以下の場合は比較器１８の出力電圧は正
極性に保たれダイオード１９によつて離隔される
ので、第５図の回路の動作は第２図の回路の動作
と同様になる。第６図は第５図の回路における演
算増幅器１０の出力電圧Vpの変化を示す波形図
であつて第３図と同一記号を用いて表してあり、
Ａ−Ｂ−Ｃ間の動作は第３図の場合と同様であ
る。第７図は第６図に対応しコンデンサ４の端子
電圧VPNの変化を示す波形図であつて、第４図と
同一記号を用いて表してある。
が所定値以下の場合は比較器１８の出力電圧は正
極性に保たれダイオード１９によつて離隔される
ので、第５図の回路の動作は第２図の回路の動作
と同様になる。第６図は第５図の回路における演
算増幅器１０の出力電圧Vpの変化を示す波形図
であつて第３図と同一記号を用いて表してあり、
Ａ−Ｂ−Ｃ間の動作は第３図の場合と同様であ
る。第７図は第６図に対応しコンデンサ４の端子
電圧VPNの変化を示す波形図であつて、第４図と
同一記号を用いて表してある。
Ｃ点でスイツチ８をオフすると、先に説明した
ように、演算増幅器１０の出力Vpは、回路定数
により決定される時定数で減少しはじめる。ここ
でコンデンサ４の端子電圧VPNが上昇し電圧検出
回路１６の出力電圧が基準電圧源１７の電圧以上
になると比較器１８が動作し、演算増幅器１１の
正極性出力を抵抗器１５およびダイオード１９を
通じて零電位に接続する。これにより、演算増幅
器１０は積分動作を停止し、その時の出力を保持
する。したがつてインバータ回路２の出力周波数
の低下はとまり同じ周波数が維持されて電動機３
の回転速度は一定に保たれその慣性エネルギーが
電気エネルギーに変換されることはなくなる。さ
らにこの状態では、電動機３の負荷に見合つたエ
ネルギーをコンデンサ４から供給することにな
り、コンデンサ４の電圧VPNは低下し、比較器１
８の出力電圧は正電位となり、ダイオード１９に
より比較器１８と抵抗器１１との接続が遮断され
る。これにより、演算増幅器９の出力は抵抗器
５，１１を通じて演算増幅器１０に印加され、演
算増幅器１０が再び積分動作を始め、その出力電
圧Vpは低下してゆき、電動機３は減速する。こ
の減速中に比較器１８が再び動作すると同じよう
な動作を繰返し、演算増幅器１０の出力電圧Vp
は第６図のＣ−Ｄに示すような経過をたどり、コ
ンデンサ４の電圧VPNは第７図のＣ−Ｄに示すよ
うな経過をたどり、Ｄ点において電動機が停止す
る。
ように、演算増幅器１０の出力Vpは、回路定数
により決定される時定数で減少しはじめる。ここ
でコンデンサ４の端子電圧VPNが上昇し電圧検出
回路１６の出力電圧が基準電圧源１７の電圧以上
になると比較器１８が動作し、演算増幅器１１の
正極性出力を抵抗器１５およびダイオード１９を
通じて零電位に接続する。これにより、演算増幅
器１０は積分動作を停止し、その時の出力を保持
する。したがつてインバータ回路２の出力周波数
の低下はとまり同じ周波数が維持されて電動機３
の回転速度は一定に保たれその慣性エネルギーが
電気エネルギーに変換されることはなくなる。さ
らにこの状態では、電動機３の負荷に見合つたエ
ネルギーをコンデンサ４から供給することにな
り、コンデンサ４の電圧VPNは低下し、比較器１
８の出力電圧は正電位となり、ダイオード１９に
より比較器１８と抵抗器１１との接続が遮断され
る。これにより、演算増幅器９の出力は抵抗器
５，１１を通じて演算増幅器１０に印加され、演
算増幅器１０が再び積分動作を始め、その出力電
圧Vpは低下してゆき、電動機３は減速する。こ
の減速中に比較器１８が再び動作すると同じよう
な動作を繰返し、演算増幅器１０の出力電圧Vp
は第６図のＣ−Ｄに示すような経過をたどり、コ
ンデンサ４の電圧VPNは第７図のＣ−Ｄに示すよ
うな経過をたどり、Ｄ点において電動機が停止す
る。
なお第１図にはトランジスタ５を用いたインバ
ータ回路２を示したが、トランジスタ以外のどの
ような半導体素子を用いたインバータ回路にもこ
の発明のインバータ制御回路を利用できることは
明らかである。
ータ回路２を示したが、トランジスタ以外のどの
ような半導体素子を用いたインバータ回路にもこ
の発明のインバータ制御回路を利用できることは
明らかである。
以上のように、この発明によれば負荷の慣性及
び（又は）トルクがどのように変化しても、常に
負荷に見合つた減速パターンを自動的に決定して
運転されるようインバータの制御が行われるの
で、エネルギーおよび時間のロスを最小にするこ
とができる。
び（又は）トルクがどのように変化しても、常に
負荷に見合つた減速パターンを自動的に決定して
運転されるようインバータの制御が行われるの
で、エネルギーおよび時間のロスを最小にするこ
とができる。
第１図は一般のインバータ回路を示す接続図、
第２図は従来のインバータ制御回路の一例を示す
接続図、第３図は第２図の演算増幅器の出力電圧
の変化の一例を示す波形図、第４図は第３図に対
応し第１図のコンデンサの端子電圧の変化を示す
波形図、第５図はこの発明の一実施例を示す接続
図、第６図は第５図の演算増幅器の出力電圧の変
化の一例を示す波形図、第７図は第６図に対応し
第１図のコンデンサの端子電圧の変化を示す波形
図である。 １……整流器、２……インバータ回路、３……
電動機、４……コンデンサ、７……速度指令電圧
発生器、８……スイツチ、９，１０……演算増幅
器（積分回路）、１１，１５……抵抗器、１２…
…コンデンサ、１３……Ｖ／Ｆコンバータ、１６
……電圧検出回路、１７……基準電圧源、１８…
…比較器、１９……ダイオード。なお各図中同一
符号は同一又は相当部分を示すものとする。
第２図は従来のインバータ制御回路の一例を示す
接続図、第３図は第２図の演算増幅器の出力電圧
の変化の一例を示す波形図、第４図は第３図に対
応し第１図のコンデンサの端子電圧の変化を示す
波形図、第５図はこの発明の一実施例を示す接続
図、第６図は第５図の演算増幅器の出力電圧の変
化の一例を示す波形図、第７図は第６図に対応し
第１図のコンデンサの端子電圧の変化を示す波形
図である。 １……整流器、２……インバータ回路、３……
電動機、４……コンデンサ、７……速度指令電圧
発生器、８……スイツチ、９，１０……演算増幅
器（積分回路）、１１，１５……抵抗器、１２…
…コンデンサ、１３……Ｖ／Ｆコンバータ、１６
……電圧検出回路、１７……基準電圧源、１８…
…比較器、１９……ダイオード。なお各図中同一
符号は同一又は相当部分を示すものとする。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電動機の電源として接続される可変周波
数のインバータを制御するインバータ制御回路に
おいて、 上記電動機に基準速度を示す速度指令電圧を出
力する速度指令電圧発生器、 上記速度指令電圧を所定の時定数で積分し、 この積分出力が上記速度指令電圧と等しくなつ
た時その積分出力を保持する積分手段、 この積分手段と上記速度指令電圧発生器との間
に介在し上記積分手段への上記速度指令電圧の入
力を接又は断とするスイツチ、 上記インバータの入力直流電源の電圧値を検出
する電圧検出回路、 この電圧検出回路の出力が所定値を超過したと
きその時点における上記積分手段の出力電圧を一
定電圧に保持するよう上記積分手段をクランプ
し、 上記電圧検出回路の出力が上記所定値以下とな
つたとき上記クランプを解除する手段、 上記積分手段の出力電圧値に比例した周波数を
発生するＶ／Ｆコンバータ、 このＶ／Ｆコンバータの出力周波数により上記
インバータの出力周波数を制御する手段を備えた
ことを特徴とするインバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3639880A JPS56133999A (en) | 1980-03-21 | 1980-03-21 | Inverter control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3639880A JPS56133999A (en) | 1980-03-21 | 1980-03-21 | Inverter control circuit |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60105486A Division JPS6110979A (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | インバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56133999A JPS56133999A (en) | 1981-10-20 |
| JPS6332040B2 true JPS6332040B2 (ja) | 1988-06-28 |
Family
ID=12468739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3639880A Granted JPS56133999A (en) | 1980-03-21 | 1980-03-21 | Inverter control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56133999A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59159698A (ja) * | 1983-02-28 | 1984-09-10 | Matsushita Electric Works Ltd | 誘導電動機制御回路 |
-
1980
- 1980-03-21 JP JP3639880A patent/JPS56133999A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56133999A (en) | 1981-10-20 |
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