JPS6333826B2 - - Google Patents
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- JPS6333826B2 JPS6333826B2 JP56179516A JP17951681A JPS6333826B2 JP S6333826 B2 JPS6333826 B2 JP S6333826B2 JP 56179516 A JP56179516 A JP 56179516A JP 17951681 A JP17951681 A JP 17951681A JP S6333826 B2 JPS6333826 B2 JP S6333826B2
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- Prior art keywords
- circuit
- phase
- output
- channel
- wave
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2277—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using remodulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、逆変調により、不平衡４相位相変
調波（UQPSK波）からその基準搬送波を再生す
るようにした逆変調による搬送波再生回路に関す
るものである。
調波（UQPSK波）からその基準搬送波を再生す
るようにした逆変調による搬送波再生回路に関す
るものである。
従来、逆変調によるUQPSK波の搬送波再生回
路として第１図に示すものがあつた。図におい
て、１はUQPSK波の入力端子、２はＩチヤネル
側の同期検波器、３はＱチヤネル側の同期検波
器、４，５はそれぞれのチヤネルの電圧比較器、
６はUQPSK波の位相を90゜遅らせる為の移相器、
７，８は逆変調を行う為のそれぞれのチヤネルの
２相位相変調器、９は減衰器、１０は信号合成
器、１１は位相検波器、１２は誤差電圧増幅器、
１３はループフイルタ、１４は電圧制御発振器、
１５は再生基準搬送波を90゜遅らせる為の移相器、
１６は遅延線、１７は再生基準搬送波の出力端
子、１８は逆変調部、１９は位相同期回路であ
る。
路として第１図に示すものがあつた。図におい
て、１はUQPSK波の入力端子、２はＩチヤネル
側の同期検波器、３はＱチヤネル側の同期検波
器、４，５はそれぞれのチヤネルの電圧比較器、
６はUQPSK波の位相を90゜遅らせる為の移相器、
７，８は逆変調を行う為のそれぞれのチヤネルの
２相位相変調器、９は減衰器、１０は信号合成
器、１１は位相検波器、１２は誤差電圧増幅器、
１３はループフイルタ、１４は電圧制御発振器、
１５は再生基準搬送波を90゜遅らせる為の移相器、
１６は遅延線、１７は再生基準搬送波の出力端
子、１８は逆変調部、１９は位相同期回路であ
る。
次に動作について説明する。入力端子１に入力
されたUQPSK波は、同期検波器２，３におい
て、電圧制御発振器１４、移相器１５からの基準
搬送波によつて同期検波される。同期検波された
それぞれのチヤネル信号は、次の電圧比較器４，
５で“１”レベルか“０”レベルかを判定され、
移相器６、２相位相変調器７，８、減衰器９、信
号合成部１０から成る逆変調部１８に導びかれ、
入力のUQPSK波を逆変調する。ここに逆変調と
は、入力のUQPSK波に対しUQPSK変調器と同
等の不平衡性を減衰器９により持たせて、入力
UQPSK波の位相シフトと逆の変調を行ない、入
力UQPSK波の変調成分を除去することである。
この結果得られた搬送波成分は、次に、回路要素
１１〜１４からなる位相同期回路１９に導びか
れ、雑音が除去されて、出力端子１７において再
生基準搬送波を得ることができる。
されたUQPSK波は、同期検波器２，３におい
て、電圧制御発振器１４、移相器１５からの基準
搬送波によつて同期検波される。同期検波された
それぞれのチヤネル信号は、次の電圧比較器４，
５で“１”レベルか“０”レベルかを判定され、
移相器６、２相位相変調器７，８、減衰器９、信
号合成部１０から成る逆変調部１８に導びかれ、
入力のUQPSK波を逆変調する。ここに逆変調と
は、入力のUQPSK波に対しUQPSK変調器と同
等の不平衡性を減衰器９により持たせて、入力
UQPSK波の位相シフトと逆の変調を行ない、入
力UQPSK波の変調成分を除去することである。
この結果得られた搬送波成分は、次に、回路要素
１１〜１４からなる位相同期回路１９に導びか
れ、雑音が除去されて、出力端子１７において再
生基準搬送波を得ることができる。
次に数式および波形図を用いてより詳しく説明
する。入力UQPSK波を次式の様におく。
する。入力UQPSK波を次式の様におく。
ｓ（ｔ）＝ｉ（ｔ）Visin（ω0t＋θ）
＋ｑ（ｔ）Vqcos（ω0t＋θ） (1)
上式中、ω0は搬送波の角周波数、ｉ（ｔ）、ｑ
（ｔ）はそれぞれ１チヤネル、Ｑチヤネルのデー
タ系列で、それぞれ±１のいずれかの値をとり、
ｉ（ｔ）の方がｑ（ｔ）より高速であるとする。従
つて、受信側で同じ誤り率を得る為に両チヤネル
の電圧振幅Vi，VqはVi＞Vqとなつている。今、
電圧制御発振器１４の出力をVr sin（ω0t＋θ′）と
おき、電圧比較器４，５は、入力が正電圧の時出
力が＋１、負電圧の時出力が−１であるとする。
また、Ｑチヤネルに挿入された減衰器９の減衰比
がVq／Viに等しいとする。この時、入力UQPSK
波の搬送波位相θと再生基準搬送波の位相θ′との
差φ＝θ−θ′と、位相検波器１１の出力電圧の関
係は、ｉ（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝１（またはｉ（ｔ）＝
−１、ｑ（ｔ）＝−１）の時第２図の様になり、ｉ
（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝−１（またはｉ（ｔ）＝−１、
ｑ（ｔ）＝１）の時第３図の様になる。今、第１図
の位相同期回路１９内のループフイルタ１３の応
答速度が変調速度に比し十分遅いものとし、また
入力変調波はそれが取り得る４つの位相状態を同
率でとるものとすると、UQPSK変調波に対する
平均誤差電圧特性は、第２図と第３図を平均した
ものとなつて第４図の様になる。第４図から明ら
かな様に、位相同期回路１９は４つの安定点φ＝
ｏ、π／２、π、３／２πを有している。しかしなが ら、φ＝π／２、３／２πの安定点は、第２図の誤差電 圧特性と第３図の誤差電圧特性を平均化した結果
生じたものであり、従つて変調に対する再生搬送
波の位相ジツタが、φ＝ｏ、πの安定点に比べて
大きくなる。
（ｔ）はそれぞれ１チヤネル、Ｑチヤネルのデー
タ系列で、それぞれ±１のいずれかの値をとり、
ｉ（ｔ）の方がｑ（ｔ）より高速であるとする。従
つて、受信側で同じ誤り率を得る為に両チヤネル
の電圧振幅Vi，VqはVi＞Vqとなつている。今、
電圧制御発振器１４の出力をVr sin（ω0t＋θ′）と
おき、電圧比較器４，５は、入力が正電圧の時出
力が＋１、負電圧の時出力が−１であるとする。
また、Ｑチヤネルに挿入された減衰器９の減衰比
がVq／Viに等しいとする。この時、入力UQPSK
波の搬送波位相θと再生基準搬送波の位相θ′との
差φ＝θ−θ′と、位相検波器１１の出力電圧の関
係は、ｉ（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝１（またはｉ（ｔ）＝
−１、ｑ（ｔ）＝−１）の時第２図の様になり、ｉ
（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝−１（またはｉ（ｔ）＝−１、
ｑ（ｔ）＝１）の時第３図の様になる。今、第１図
の位相同期回路１９内のループフイルタ１３の応
答速度が変調速度に比し十分遅いものとし、また
入力変調波はそれが取り得る４つの位相状態を同
率でとるものとすると、UQPSK変調波に対する
平均誤差電圧特性は、第２図と第３図を平均した
ものとなつて第４図の様になる。第４図から明ら
かな様に、位相同期回路１９は４つの安定点φ＝
ｏ、π／２、π、３／２πを有している。しかしなが ら、φ＝π／２、３／２πの安定点は、第２図の誤差電 圧特性と第３図の誤差電圧特性を平均化した結果
生じたものであり、従つて変調に対する再生搬送
波の位相ジツタが、φ＝ｏ、πの安定点に比べて
大きくなる。
従来の逆変調によるUQPSK基準搬送波再生回
路では、以上のように、φ＝π／２、３／２πの位相に 位相同期回路が同期した場合、再生搬送波の位相
ジツタが大きくなり、また、この時には、Ｉチヤ
ネルとＱチヤネルの復調データが互いに入れ換わ
つてしまうという欠点があつた。
路では、以上のように、φ＝π／２、３／２πの位相に 位相同期回路が同期した場合、再生搬送波の位相
ジツタが大きくなり、また、この時には、Ｉチヤ
ネルとＱチヤネルの復調データが互いに入れ換わ
つてしまうという欠点があつた。
この発明は上記のような従来のものの欠点を除
去するためになされたもので、ＩチヤネルとＱチ
ヤネルで同期検波後の出力の電力が異なることを
利用して、ＩチヤネルとＱチヤネルの復調データ
の入れ換わりを検出し、入れ換わつていた場合に
は電圧制御発振器の入力に誤差電圧を加えて位相
同期回路のロツクをはずすことにより、φ＝ｏ、
πの位相のみに同期させて、位相ジツタが少な
く、またＩ、Ｑチヤネルの復調データの入れ換わ
ることのない逆変調によるUQPSK波搬送波再生
回路を提供することを目的としている。
去するためになされたもので、ＩチヤネルとＱチ
ヤネルで同期検波後の出力の電力が異なることを
利用して、ＩチヤネルとＱチヤネルの復調データ
の入れ換わりを検出し、入れ換わつていた場合に
は電圧制御発振器の入力に誤差電圧を加えて位相
同期回路のロツクをはずすことにより、φ＝ｏ、
πの位相のみに同期させて、位相ジツタが少な
く、またＩ、Ｑチヤネルの復調データの入れ換わ
ることのない逆変調によるUQPSK波搬送波再生
回路を提供することを目的としている。
第５図にこの発明の一実施例を示す。第１図と
同一符号は第１図と同一のものを示し、１０１，
１０２はそれぞれ同期検波器２，３の出力を２乗
する２乗回路、１０３，１０４は２乗回路１０
１，１０２の出力が入力されるローパスフイル
タ、１０５はローパスフイルタ１０３の出力から
ローパスフイルタ１０４の出力を減算する減算
器、１０６は減算器１０５の出力を所定電圧と比
較する電圧比較器、１０７はループフイルタ１３
の出力と電圧比較器１０６の出力とを加算し、電
圧制御発振器１４に加える加算器である。そして
１０８，１０９はそれぞれ上記回路１０１，１０
３あるいは１０２，１０４からなり、Ｉ、Ｑチヤ
ネル側同期検波器２，３の出力電力を検出する
Ｉ、Ｑチヤネル側電力検出回路を構成しており、
また１１０は上記回路１０５，１０６からなり、
両電力検出回路１０８，１０９の出力を比較する
比較回路を構成しており、さらに上記加算器１０
７はＱチヤネル側同期検波器３の出力電力の方が
大きいとき上記位相同期回路１９のロツクを外す
ロツク引外し回路として機能している。
同一符号は第１図と同一のものを示し、１０１，
１０２はそれぞれ同期検波器２，３の出力を２乗
する２乗回路、１０３，１０４は２乗回路１０
１，１０２の出力が入力されるローパスフイル
タ、１０５はローパスフイルタ１０３の出力から
ローパスフイルタ１０４の出力を減算する減算
器、１０６は減算器１０５の出力を所定電圧と比
較する電圧比較器、１０７はループフイルタ１３
の出力と電圧比較器１０６の出力とを加算し、電
圧制御発振器１４に加える加算器である。そして
１０８，１０９はそれぞれ上記回路１０１，１０
３あるいは１０２，１０４からなり、Ｉ、Ｑチヤ
ネル側同期検波器２，３の出力電力を検出する
Ｉ、Ｑチヤネル側電力検出回路を構成しており、
また１１０は上記回路１０５，１０６からなり、
両電力検出回路１０８，１０９の出力を比較する
比較回路を構成しており、さらに上記加算器１０
７はＱチヤネル側同期検波器３の出力電力の方が
大きいとき上記位相同期回路１９のロツクを外す
ロツク引外し回路として機能している。
今、Ｉチヤネル側の同期検波器２及びＱチヤネ
ル側の同期検波器３の出力はそれぞれ次式で表わ
される。
ル側の同期検波器３の出力はそれぞれ次式で表わ
される。
Ｉ（ｔ）＝ｉ（ｔ）Vicosφ−ｑ（ｔ）Vqsinφ (2)
Ｑ（ｔ）＝ｉ（ｔ）Visinφ＋ｑ（ｔ）Vqcosφ (3)
従つて、２乗回路１０１，１０２によりI2
（ｔ）、Ｑ（ｔ）2を作り、ローパスフイルタ１０３，
１０４によりDC成分のみとり出すと、その出力
にはＩチヤネル、Ｑチヤネルそれぞれ、 I2（ｔ）DC＝Vi 2cos2φ＋Vq 2sin2φ (4) Q2（ｔ）DC＝Vi 2sin2φ＋Vq 2cos2φ (5) が得られる。次に減算器１０５により、I2（ｔ）DC
−Q2（ｔ）DCを作つてやると、減算器１０５の出力
には、 ｅ（ｔ）＝（V2 i−V2 q）cos2φ (6) を得る。Ｉチヤネル及びＱチヤネルの不平衡性よ
り、Vi＞Vqであるので、ｅ（ｔ）は、φ＝ｏ、π
の時正の最大値、φ＝π／２、３／２πの時負の最大値 となる。従つて、減算器１０５の出力ｅ（ｔ）の
正負を電圧比較器１０６により検出すれば、位相
同期回路１９がφ＝π／２、３／２πでロツクしたか、 またはφ＝ｏ、πでロツクしたかを判別すること
ができる。φ＝π／２、３／２πでロツクした場合に は、加算器１０７により誤差電圧を電圧制御発振
器１４の入力に加えて、位相同期回路１９のロツ
クをはずすことができる。
（ｔ）、Ｑ（ｔ）2を作り、ローパスフイルタ１０３，
１０４によりDC成分のみとり出すと、その出力
にはＩチヤネル、Ｑチヤネルそれぞれ、 I2（ｔ）DC＝Vi 2cos2φ＋Vq 2sin2φ (4) Q2（ｔ）DC＝Vi 2sin2φ＋Vq 2cos2φ (5) が得られる。次に減算器１０５により、I2（ｔ）DC
−Q2（ｔ）DCを作つてやると、減算器１０５の出力
には、 ｅ（ｔ）＝（V2 i−V2 q）cos2φ (6) を得る。Ｉチヤネル及びＱチヤネルの不平衡性よ
り、Vi＞Vqであるので、ｅ（ｔ）は、φ＝ｏ、π
の時正の最大値、φ＝π／２、３／２πの時負の最大値 となる。従つて、減算器１０５の出力ｅ（ｔ）の
正負を電圧比較器１０６により検出すれば、位相
同期回路１９がφ＝π／２、３／２πでロツクしたか、 またはφ＝ｏ、πでロツクしたかを判別すること
ができる。φ＝π／２、３／２πでロツクした場合に は、加算器１０７により誤差電圧を電圧制御発振
器１４の入力に加えて、位相同期回路１９のロツ
クをはずすことができる。
なお上記実施例では、Ｉ、Ｑチヤネルの同期検
波後の出力電力を検出する為に２乗回路１０１，
１０２を用いたが、この代わりに包絡線検波器を
用いてもよい。
波後の出力電力を検出する為に２乗回路１０１，
１０２を用いたが、この代わりに包絡線検波器を
用いてもよい。
また、上記実施例回路は、φ＝ｏ、πに位相同
期回路がロツクした場合、ｅ（ｔ）が正の最大値
となるので、FALSE LOCKの検出回路としても
利用できる。
期回路がロツクした場合、ｅ（ｔ）が正の最大値
となるので、FALSE LOCKの検出回路としても
利用できる。
以上のように、この発明によれば、Ｉチヤネル
とＱチヤネルの同期検波後の出力電力の差を利用
して、ＩチヤネルとＱチヤネルの復調データの入
れ換わりを検出できるようにしたので、位相同期
回路出力がφ＝ｏ、πの位相のみにロツクするよ
うになり、従つて、常に、位相ジツタが少なく、
またＩ，Ｑ両チヤネルの復調データの入れ換わり
の無い再生基準搬送波が得られる効果がある。
とＱチヤネルの同期検波後の出力電力の差を利用
して、ＩチヤネルとＱチヤネルの復調データの入
れ換わりを検出できるようにしたので、位相同期
回路出力がφ＝ｏ、πの位相のみにロツクするよ
うになり、従つて、常に、位相ジツタが少なく、
またＩ，Ｑ両チヤネルの復調データの入れ換わり
の無い再生基準搬送波が得られる効果がある。
第１図はUQPSK波から逆変調により基準搬送
波を再生する為の従来回路の回路図、第２図は変
調データがｉ（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝１またはｉ（ｔ）
＝−１、ｑ（ｔ）＝−１の時の、第３図は変調デー
タがｉ（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝−１またはｉ（ｔ）＝−
１、ｑ（ｔ）＝１の時のそれぞれの位相同期回路の
検波特性図、第４図は変調時の位相同期回路の検
波特性図、第５図は本発明の一実施例による逆変
調による搬送波再生回路の回路図である。 １……UQPSK波の入力端子、１８……逆変調
部、１９……位相同期回路、１０８，１０９……
Ｉ、Ｑチヤネル側電力検出回路、１１０……比較
回路、１０７……ロツク引外し回路（加算器）。
なお図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
波を再生する為の従来回路の回路図、第２図は変
調データがｉ（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝１またはｉ（ｔ）
＝−１、ｑ（ｔ）＝−１の時の、第３図は変調デー
タがｉ（ｔ）＝１、ｑ（ｔ）＝−１またはｉ（ｔ）＝−
１、ｑ（ｔ）＝１の時のそれぞれの位相同期回路の
検波特性図、第４図は変調時の位相同期回路の検
波特性図、第５図は本発明の一実施例による逆変
調による搬送波再生回路の回路図である。 １……UQPSK波の入力端子、１８……逆変調
部、１９……位相同期回路、１０８，１０９……
Ｉ、Ｑチヤネル側電力検出回路、１１０……比較
回路、１０７……ロツク引外し回路（加算器）。
なお図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 送信側と同様の不平衡性を持ち不平衡４相位
相変調波を逆変調するそのＱチヤネル側に減衰器
を備えた逆変調部とこの逆変調部の出力から上記
変調波に位相同期した基準搬送波を再生する位相
同期回路とを備えた逆変調による搬送波再生回路
であつて、Ｉチヤネル側同期検波器の出力電力を
検出するＩチヤネル側電力検出回路と、Ｑチヤネ
ル側同期検波器の出力電力を検出するＱチヤネル
側電力検出回路と、上記２つの電力検出回路の出
力の大小を比較する比較回路と、この比較回路に
よる比較の結果上記Ｑチヤネル側同期検波器の出
力電力の方が大きいとき上記位相同期回路のロツ
クを外すロツク引外し回路とを備えたことを特徴
とする逆変調による搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56179516A JPS5880951A (ja) | 1981-11-06 | 1981-11-06 | 逆変調による搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56179516A JPS5880951A (ja) | 1981-11-06 | 1981-11-06 | 逆変調による搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5880951A JPS5880951A (ja) | 1983-05-16 |
| JPS6333826B2 true JPS6333826B2 (ja) | 1988-07-07 |
Family
ID=16067150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56179516A Granted JPS5880951A (ja) | 1981-11-06 | 1981-11-06 | 逆変調による搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5880951A (ja) |
-
1981
- 1981-11-06 JP JP56179516A patent/JPS5880951A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5880951A (ja) | 1983-05-16 |
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