JPS6343012B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明はハイブリツド回路を介して４線―２線
変換して回線接続された電話機の上記ハイブリツ
ド回路における反響信号（側音）を効果的に打消
すことのできるエコー・キヤンセラー装置に関す
る。

発明の技術的背景 電話機と回線とは一般にハイブリツド回路を介
して４線―２線変換して結合される。上記ハイブ
リツド回路は、理想的には電話機と回線との間の
インピーダンス整合を図り得るものであるが、実
際には回線の接続状況やその他の理由によりイン
ピーダンスの不整合を生じていることが多い。こ
れに原因して送信信号がハイブリツド回路を介し
て受信側に廻り込み、反響信号（側音）として生
じる。この反響信号は通話信号の品質を劣化させ
ることのみならず、拡声電話機にあつては送受話
器の反響結合と相俟つてハウリングの発生を招く
等の原因となつた。

そこで従来より、ハイブリツド回路における反
響路特性を推定し、この推定された反響路特性に
従つて擬似反響信号を生成してこれを上記ハイブ
リツド回路の受信端出力信号から差引くことによ
つて反響信号を打消すことが行われている。この
処理を実行するのがエコー・キヤンセラー装置で
あり、基本的には第１図に示すように構成され
る。即ち、送信信号XiをＡ／Ｄ変換器１を介し
てエコー・キヤンセラー演算部２に入力し、一方
ハイブリツド回路３を介して廻込んだ上記送信信
号Xiの反響信号YiをＡ／Ｄ変換器４を介して前
記エコー・キヤンセラー演算部２に入力する。エ
コー・キヤンセラー演算部２では、これらの信号
Xi，Yiから前記ハイブリツド回路３の反響路特
性Hiをインパルス応答の形で推定し、この推定
された反響路特性Ｈに従つて擬似反響信号Yiを
生成する。この擬似反響信号Yiを前記反響信号
Yiから差引き、この残差信号EiをＤ／Ａ変換器
５を介して出力することにより、上記反響信号
Yiを打消すことが可能となる。

ところが上記反響信号Yiの打消し処理をエコ
ー・キヤンセラー演算部２の内部において全デイ
ジタル的に実行せんとすると、受信信号の品質を
保ち、且つ量子化ノイズを小さく抑える為には変
換速度が速く、しかも高精度なＡ／Ｄ変換器４を
必要とする。しかし、このような要求を満たす
Ａ／Ｄ変換器４を構成することが非常に困難であ
ることから、従来一般に第２図に示すように擬似
反響信号Yiの差引き処理をアナログ系で行うこ
とが行われている。即ち、エコー・キヤンセラー
演算部本体２ａで求められた擬似反響信号Yiを
Ｄ／Ａ変換器６を介して引算器７に与え、この引
算器７にて反響信号Yiの打消しを行うようにし
ている。そして、この引算器７の出力である残差
信号をＡ／Ｄ変換器８を介して前記エコー・キヤ
ンセラー演算部本体２ａに与え、反響路特性の推
定とその修正に利用するようにしている。尚、こ
のような系を構成する場合には、実際には第３図
にその要部構成を示すように、サンプル・ホール
ド（SH）回路９ａ，９ｂを用いて信号を遅延制
御してタイミング調整し、また残差出力を低減通
過フイルタ（LPF）１０を介してサンプリング
ノイズを除去する等の工夫が施される。

背景技術の問題点 然し乍ら、第２図および第３図に示す如く構成
された装置にあつては、第４図ａ〜ｌにその動作
タイミングを示すように、動作タイミングの調整
が非常に困難であると云う問題を有している。特
にエコー・キヤンセラー演算部本体２ａにおける
反響路特性推定のタツプ長が多い場合、動作タイ
ミングの適正設定が困難となつた。

第４図ａ〜ｌに示す動作タイミングを簡単に説
明すると、同図ａに示されるサンプル周期に対し
て送信データXiは同図ｂに示す如くＡ／Ｄ変換
され、同図ｃに示す如くデータホールドされる。
このホールドされたデータと推定された同響路特
性とに従つて第４図ｄに示す如く擬似反響信号
Y^iが生成される。そして、この擬似反響信号Y^i
は第４図ｅに示すタイミングでＤ／Ａ変換されて
引算器７に与えられる。この擬似反響信号Yi_(A)
と第４図ｆに示すタイミングでホールドされた反
響信号Y^iとの差引き処理が行われ、この残差信
号Eiが同図ｇに示す如く求められる。この残差信
号Eiが第４図ｈに示すタイミングでＡ／Ｄ変換さ
れ、同図ｉに示す如くホールドされてエコー・キ
ヤンセラー演算部本体２ａに与えられる。そし
て、このホールドされた残差信号Ei_(D)に従つて第
４図ｊに示す如く反響路特性の修正が行われ、次
のサンプル周期に対する反響路推定特性Hi＋１
が求められることになる。尚、反響信号Yiのサ
ンプルタイミングは第４図ｋに示すように、また
残差信号Eiのサンプルタイミングは同図ｌに示さ
れるようになる。

かくしてこの第４図ａ〜ｌに示される動作タイ
ミングから明らかなように、従来装置にあつて
は、タツプ係数の修正を行う為には１サンプル周
期内にＤ／Ａ変換とＡ／Ｄ変換とをそれぞれ１回
ずつ行うことが必要であり、これに要する時間を
十分に確保した場合、たたみ込み積分やタツプ係
数の修正に必要な演算処理時間を確保することが
非常に困難となる。これ故、タツプ数を増やして
精度の高い反響路特性の推定を行い、これによつ
て反響信号の打消し効果を高めんとすると、装置
の実現が極めて困難となる。特に、Ａ／Ｄ変換、
Ｄ／Ａ変換、たたみ込み積分等の処理速度を現状
以上に高速化することが要求され、高速動作素子
を多く必要とする等の問題がある。

発明の目的 本発明はこのような事情を考慮してなされたも
ので、その目的とするところは、タツプ係数の修
正に必要なデータの取込みタイミングを十分安定
に確保することができ、且つ反響路特性推定のタ
ツプ長を長くして精度の高い擬似反響信号を生成
して反響信号の打消し効果の向上を図り得る簡易
で実用性の高いエコー・キヤンセラー装置を提供
することにある。

発明の概要 本発明は推定した反響路特性に従つて生成され
たデイジタルデータとして与えられる擬似反響信
号とハイブリツド回路の受信端出力信号をＡ／Ｄ
変換してなる受信データとの残差信号を求め、こ
の残差信号にて反響路特性を示す複数点のタツプ
係数の修正を行わしめると共に、前記擬似反響信
号をＤ／Ａ変換して求められるアナログの擬似反
響信号を受信端出力信号から差引いて残差受信信
号を得るようにしたものである。即ち、タツプ係
数の修正に用いる残差信号を、受信信号中の反響
信号の打消しの系統とは別にデイジタル的に求め
るようにしたものである。そして特に擬似反響信
号の生成を１サンプル周期の前半に行うように
し、また擬似反響信号の生成に用いられるタツプ
係数の修正を上記擬似反響信号の生成が行われた
１サンプル周期の後半に行い、次のサンプル周期
での擬似反響信号の生成に供するようにしたこと
を特徴とするものである。

発明の効果 従つて本発明装置によれば、反響信号の打消し
処理と、タツプ係数の修正に必要なデータの取込
みとのタイミングを独立に定めることが可能とな
り、この結果、上記タツプ係数の修正に必要なデ
ータを十分な余裕を持つて取込んだのち、修正処
理を１サンプル周期内で余裕をもつて行うことが
可能となる。しかもタツプ長を長くしても従来の
ような問題を招くことがなく、この結果、精度の
高い反響路特性の推定と擬似反響信号の生成が可
能となる。また動作タイミングを余裕をもつて定
めることができるので装置構成の簡素化を図り得
る等の実用上絶大なる効果を奏する。

発明の実施例 以下、図面を参照して本発明の一実施例につき
説明する。

第５図は実施例装置の概略構成を示す図であ
り、第６図はその具体的な構成例を示す図であ
る。第５図に示されるように、本装置は、基本的
には送信信号およびハイブリツド回路３の受信端
出力信号をＡ／Ｄ変換器、１，１１をそれぞれ介
してエコー・キヤンセラー演算部本体２ａに入力
し、このエコー・キヤンセラー演算部本体２ａに
おいてこれらの入力データに従つてハイブリツド
回路３の反響路特性をデイジタル的に推定し、イ
ンパルス応答の形で与えられる推定反響路特性に
従つて擬似反響信号を生成し、この擬似反響信号
をＤ／Ａ変換器６にてＤ／Ａ変換して、引算器７
に入力されるハイブリツド回路３からの受信端出
力信号から差引くことによつて反響信号の打消し
を行わんとするものである。

このように構成される本装置の詳細につき、第
６図を参照して説明する。

Ａ／Ｄ変換器１にてサンプリング入力される送
信信号は、具体的には低域通過フイルタ（LPF）
１２を介して帯域制限され、つまり送信信号の最
高周波数成分c以上の不要な信号成分が除去され
たのち、サンプル・ホールド回路（SH）１３に
て、例えば1/2cなるサンプル周期でサンプリン
グされる。このサンプルされた送信信号が前記
Ａ／Ｄ変換器１にて逐次Ａ／Ｄ変換され、ｎ段の
レジスタ１４に順次格納される。従つて、或るタ
イミング（ｊ―１）にあつては、レジスタ１４に
はサンプリングされたｎサンプリング点の送信デ
ータX_j-1，X_j-2〜X_j-oがそれぞれ格納される。一
方、タツプ係数レジスタ１５には推定されたハイ
ブリツド回路３の反響路特性がインパルス応答の
形でｎタツプに集約され、タツプ係数h₁，h₂〜h_o
として格納されている。そして、これらのタツプ
係数h₁，h₂〜h_oと前記レジスタ１４に格納された
送信データX_j-1，X_j-2〜X_j-oは乗算器１６₁，１
６₂，１６_oに導びかれて相互に乗算されたのち、
加算器１７にてその総和が求められている。つま
り、乗算器１６₁，１６₂〜１６_oおよび加算器１
７にて前記送信データX_j-1，X_j-2〜X_j-oとタツプ
係数h₁，h₂〜h_oとのたたみ込み積分が行われ、こ
のたたみ込み積分結果が擬似反響信号Ｙとして求
められている。

このたたみ込み積分による擬似反響信号Ｙの生
成は１サンプル周期の前半に行われる。

一方、ハイブリツド回路３の受信端出力信号は
LPF１８を介して周波数c以上の成分が除去さ
れたのち、SH１９にてサンプルホールドされる。
このサンプルホールドされた信号がＡ／Ｄ変換器
１１を介してデイジタル変換して抽出され、シフ
トレジスタ（SR）２０を介してタイミング調整
されて１サンプル周期の後半となるタイミングで
引算器２１に供給されている。この引算器２１に
て入力された受信端出力信号（デイジタル信号）
から、先にたたみ込み積分によつて求められたデ
イジタル信号として与えられる擬似反響信号Ｙが
差引かれている。そして、この引算器２１によつ
て求められた残差信号は、係数器２２を介して所
定の係数αが乗ぜられたのち乗算器２３₁，２３₂
〜２３_oに供給され、前記レジスタ１４に格納さ
れた送信データX_j-1，X_j-2，X_j-oとそれぞれ乗算
されている。これによつて前記残差信号に基づく
タツプ係数h₁，h₂〜h_oの修正値が求められ、新た
なタツプ係数として前記タツプ係数レジスタ１５
に格納され、次のサンプル周期での擬似反響信号
の生成に供せられる。以下、このような擬似反響
信号の生成と残差信号に基づくタツプ係数の修正
が１サンプル周期毎に繰返して実行される。

一方、上記の如くして１サンプル周期毎に求め
られる擬似反響信号ＹはＤ／Ａ変換器６を介して
アナログ信号に変換され、引算器７に与えられて
いる。この引算器７には、先にSH１９にてサン
プルホールドされた受信端出力信号が、SH２４
にて再びサンプルホールドされてタイミング調整
されて供給されている。そして、このタイミング
調整された受信端出力信号から前記Ｄ／Ａ変換さ
れた擬似反響信号Ｙが引算器７にて差引かれてい
る。そして、この引算器７にて求められた残差受
信信号は、SH２５にてサンプルホールドされた
のち、LPF２６を介して前記擬似反響信号のデ
イジタル的な生成に伴うサンプリング・ノイズ等
が除去されたのち、出力されるようになつてい
る。

尚、前記タツプ係数の修正は、タイミングｉで
の反響信号をYi、擬似反響信号をYi、そしてタ
ツプ係数をHiとして示したとき、 Ei＝Yi−Y^i Y^i＝ΣHi・Xi Hi＋１＝Hi＋α・Ei・Xi として求められる。またこのタツプ係数の修正を
含め、反響路特性の推定は、最急降下法や学習同
定法等の種々のアルゴリズムによつて行うことが
できることは云うまでもない。

以上、第６図に示す如く構成された本装置の動
作タイミングは、例えば第７図ａ〜ｐの如く示さ
れる。即ち、装置のサンプリング周期が第７図ａ
の如く示されるとき、同図ｂに示す如くＡ／Ｄ変
換器１をスタートさせて、同図ｃに示すタイミン
グでＡ／Ｄ変換処理を行わしめ、これによつて得
られたデイジタル送信データを同図ｄに示す如く
サンプリングしてレジスタ１４にセツトする。従
つてレジスタ１４に第１番目のエリアに格納され
るデータは第７図ｅに示すようにサンプル時点か
ら１周期分遅れたものとなる。

一方、たたみ込み積分処理は第７図ｆに示すよ
うに、１サンプル周期前の送信データX_i-1を用
い、そのサンプル周期の前半で擬似反響信号Y^i
を生成する。そして、この擬似反響信号Y^iを用
いて第７図ｇに示すように、そのサンプル周期内
の後半でタツプ係数の修正が行われ、また上記擬
似反響信号Y^iは同図ｈに示す如くホールドされ
る。そして、このホールドされた擬似反響信号
Y^iを第７図ｉに示すタイミングでＤ／Ａ変換し
て引算器７に供給する。

またこのとき、ハイブリツド回路３の受信端出
力信号はSH１９にて第７図ｊに示す如くサンプ
ルホールドされている。従つて前記第７図ｇに示
すタツプ係数の修正演算は、１サンプル周期内に
おいて特にタイミングのずれを招くことなく実行
される。また上記サンプルホールドされた信号は
SH２４にて第７図ｋ，ｌに示すタイミングで２
段階に亘つてサンプリングされ、そのサンプリン
グ出力は同図ｍ，ｎに示すようになつている。こ
の２段階のサンプリング・ホールドによつて遅延
された信号が引算器７に与えられることになるの
で、引算器７での擬似反響信号と受信端出力信号
とのタイミングが合せられ、これにより正しいタ
イミングでの反響信号の打消しが行われるように
なつている。そして、これによつて求められた残
差受信信号は第７図ｏに示すタイミングでサンプ
リングされ、同図ｐに示す如く出力されることに
なる。

この第７図ａ〜ｐに示す動作タイミングから明
らかなように、本装置によればタツプ係数の修正
を行う系と、生成された擬似反響信号による反響
信号の打消しを行う系とが独立しているので、従
来のように１サンプル周期内で高速度にＤ／Ａ変
換およびＡ／Ｄ変換処理を行う必要がなく、十分
なる時間的余裕を持つて実行できる。つまり、擬
似反響信号のＤ／Ａ変換処理とタツプ係数の修正
処理とを併行して行い得るので、１サンプル周期
内における時間的余裕を十分に生み出すことがで
きる。従つて、その分だけ１タイミングで取扱う
情報のビツト数や、タツプ係数のタツプ長を大き
くすることが可能となり、精度の高い処理を行う
ことが可能となる。しかもＤ／Ａ変換およびＡ／
Ｄ変換処理に時間的余裕ができるので、仮えデー
タのビツト長が長くても十分に対処することが可
能となる。故に高精度な反響信号の打消し処理を
安定に行うことが可能となり、上述した時間的余
裕によつて高速演算素子を用いる必要がなくなり
装置構成の簡素化を図ることが可能となる等の実
用上、絶大なる効果を奏する。

尚、本発明は上記実施例にのみ限定されるもの
ではない。例えば反響路特性の推定をトレーニン
グ信号を用いて行うことも可能であるが、通話時
の電話信号を利用してアダプテイブに行うことも
勿論可能である。またインパルス応答の形で求め
る推定反響路特性のタツプ長等は装置仕様に応じ
て定めればよいものである。要するに本発明はそ
の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図はそれぞれ従来装置の基本
的な構成図、第３図は従来装置におけるタイミン
グ調整を施したＤ／Ａ変換Ａ／Ｄ変換部を示す
図、第４図ａ〜ｌは従来装置の動作タイミングを
示す図、第５図は本発明装置の基本的な構成図、
第６図は本発明の一実施例装置の概略構成図、第
７図ａ〜ｐは実施例装置の動作タイミングを示す
図である。 １…Ａ／Ｄ変換器、２…エコー・キヤンセラー
演算部、２ａ…エコー・キヤンセラー演算部本
体、３…ハイブリツド回路、６…Ｄ／Ａ変換器、
７…引算器、１１…Ａ／Ｄ変換器、１２，１８，
２６…LPF、１３，１９，２４，２５…SH、１
４…レジスタ、１５…タツプ係数レジスタ、１６
_１，１６₂〜１６_o…乗算器、１７…加算器、２０
…シフトレジスタ、２１…引算器、２２…係数
器、２３₁，２３₂〜２３_o…乗算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ハイブリツド回路の反響路特性をインパルス
   応答の形で推定する手段と、この推定された反響
   路特性を示す複数点のタツプ係数を格納する係数
   レジスタと、送信信号をＡ／Ｄ変換してなる複数
   サンプル点の送信データを格納するレジスタと、
   このレジスタに格納された複数サンプル点の送信
   データと前記係数レジスタに格納された複数点の
   タツプ係数とをたたみ込み積分してデイジタル擬
   似反響信号を生成する演算回路と、前記ハイブリ
   ツド回路の受信端出力信号から上記デイジタル擬
   似反響信号をＤ／Ａ変換してなる信号を減算して
   残差受信信号を求める減算器と、前記ハイブリツ
   ド回路の受信端出力信号をＡ／Ｄ変換してなる信
   号から上記デイジタル擬似反響信号を減算して打
   消し残差信号を求めるデイジタル減算器と、この
   打消し残差信号に基いて前記係数レジスタに格納
   された複数点のタツプ係数を修正する修正回路と
   を具備し、 前記演算回路は１サンプル周期の前半にたたみ
   込み演算を実行してデイジタル擬似反響信号を生
   成し、前記修正回路は１サンプル周期の後半に前
   記係数レジスタに格納されている複数点のタツプ
   係数を更新して次のサンプル周期に対するタツプ
   係数を与えることを特徴とするエコー・キヤンセ
   ラー装置。 ２ ハイブリツド回路の受信端出力信号をＡ／Ｄ
   変換してなる信号は、デイジタル擬似反響信号が
   生成される１サンプル周期の前半期間に亙つて遅
   延された後にデイジタル減算器に与えられるもの
   である特許請求の範囲第１項記載のエコー・キヤ
   ンセラー装置。