JPS637622B2 - - Google Patents
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- JPS637622B2 JPS637622B2 JP55131506A JP13150680A JPS637622B2 JP S637622 B2 JPS637622 B2 JP S637622B2 JP 55131506 A JP55131506 A JP 55131506A JP 13150680 A JP13150680 A JP 13150680A JP S637622 B2 JPS637622 B2 JP S637622B2
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- Japan
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- signal
- amplitude
- equation
- circuit
- impedance
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はインピーダンス測定装置、とくにデ
ジタルマルチメータにおけるキヤパシタンス測定
などに利用されるインピーダンス測定装置に関す
る。
ジタルマルチメータにおけるキヤパシタンス測定
などに利用されるインピーダンス測定装置に関す
る。
デジタルマルチメータにおけるキヤパシタンス
測定には、次のような方法が考えられている。す
なわち、この測定装置は、矩形波信号を微分して
微分パルスを提供するCR微分回路と、上記微分
パルスの平均電圧を測定する電圧計回路とを有し
ている。この方法では、微分パルス面積が入力矩
形波信号のパルス面積よりも十分に小さい範囲、
すなわち微分パルスの平均電圧がかなり小さな範
囲でしか実用にならない。上記微分パルス面積の
大きな範囲ではキヤパシタンス値と微分パルスの
平均電圧とが比例しなくなるためである。このこ
とから、前記電圧計回路は高感度なDC電圧計で
あることが要求される。したがつて、キヤパシタ
ンス測定レンジ 切換時のDCレベル変化やDCド
リフトによる測定誤差を取り除くために、上記方
法を用いたキヤパシタンス測定装置ではゼロアジ
ヤスト調整が不可欠なものとなつている。
測定には、次のような方法が考えられている。す
なわち、この測定装置は、矩形波信号を微分して
微分パルスを提供するCR微分回路と、上記微分
パルスの平均電圧を測定する電圧計回路とを有し
ている。この方法では、微分パルス面積が入力矩
形波信号のパルス面積よりも十分に小さい範囲、
すなわち微分パルスの平均電圧がかなり小さな範
囲でしか実用にならない。上記微分パルス面積の
大きな範囲ではキヤパシタンス値と微分パルスの
平均電圧とが比例しなくなるためである。このこ
とから、前記電圧計回路は高感度なDC電圧計で
あることが要求される。したがつて、キヤパシタ
ンス測定レンジ 切換時のDCレベル変化やDCド
リフトによる測定誤差を取り除くために、上記方
法を用いたキヤパシタンス測定装置ではゼロアジ
ヤスト調整が不可欠なものとなつている。
この発明は上記事情にかんがみなされたもの
で、DCレベル変化やDCドリフトの影響を受けに
くいインピーダンス測定装置を提供することを目
的とする。
で、DCレベル変化やDCドリフトの影響を受けに
くいインピーダンス測定装置を提供することを目
的とする。
上記目的を達成するために、この発明では、た
とえば一定周波数で一定振幅の三角波信号を未知
キヤパシタンスを含むCR微分回路で微分してい
る。このときに得られる微分された信号の振幅の
ピーク値は、入力される三角波信号の振幅と比べ
て比較的大きくとれる。しかも、この微分信号の
ピーク値は広振幅範囲にわたり未知キヤパシタン
ス値に比例する。このことから未知キヤパシタン
スを測定する電圧計回路の増幅度（感度）を相対
的に低くできるので、電圧計のDCドリフトなど
の影響が少なくなる。
とえば一定周波数で一定振幅の三角波信号を未知
キヤパシタンスを含むCR微分回路で微分してい
る。このときに得られる微分された信号の振幅の
ピーク値は、入力される三角波信号の振幅と比べ
て比較的大きくとれる。しかも、この微分信号の
ピーク値は広振幅範囲にわたり未知キヤパシタン
ス値に比例する。このことから未知キヤパシタン
スを測定する電圧計回路の増幅度（感度）を相対
的に低くできるので、電圧計のDCドリフトなど
の影響が少なくなる。
次に図面を参照してこの発明に係るインピーダ
ンス測定装置の実施例を説明する。第１図はイン
ピーダンス測定装置の基本構成を示す。信号源１
０は低い出力インピーダンスでもつて第１信号ｅ
１を提供する。たとえば三角波のような所定の波
形を有する信号ｅ１は、微分回路１４を介してピ
ーク電圧計１２に与えられる。微分回路１４はキ
ヤパシタＣおよび抵抗Ｒにより構成される。ここ
で、電圧計１２の入力インピーダンスが無限大で
あり、キヤパシタＣを流れる電流がｉであり、キ
ヤパシタＣと抵抗Ｒとの接続点に現われる第２信
号をｅ３とする。すると、次式を得る。
ンス測定装置の実施例を説明する。第１図はイン
ピーダンス測定装置の基本構成を示す。信号源１
０は低い出力インピーダンスでもつて第１信号ｅ
１を提供する。たとえば三角波のような所定の波
形を有する信号ｅ１は、微分回路１４を介してピ
ーク電圧計１２に与えられる。微分回路１４はキ
ヤパシタＣおよび抵抗Ｒにより構成される。ここ
で、電圧計１２の入力インピーダンスが無限大で
あり、キヤパシタＣを流れる電流がｉであり、キ
ヤパシタＣと抵抗Ｒとの接続点に現われる第２信
号をｅ３とする。すると、次式を得る。
e1−e3＝１／Ｃ∫idt ………(1)
ｉ＝e3／Ｒ ………(2)
ここで、ｔは時間を示す。第(2)式を第(1)式に代
入すると、 e1−e3＝１／CR∫e3dt ………(3) となる。第(3)式を微分すると、次の微分方程式が
得られる。
入すると、 e1−e3＝１／CR∫e3dt ………(3) となる。第(3)式を微分すると、次の微分方程式が
得られる。
ｄ／dte1−ｄ／dte3＝１／CRe3 ………(4)
第(4)式に対する代表的な解としては、次のもの
がある。
がある。
e1＝at＋ｂ ………(5)
e3＝Ｋ ………(6)
ここで、パラメータａ，ｂおよびＫは定数であ
る。パラメータａは信号ｅ１の傾きを示し、ｂは
信号ｅ１のDC成分を示し、Ｋは信号ｅ３の振幅
（ピーク電圧）を示す。第(5)式および第(6)式を第
(4)式に代入すると、次式を得る。
る。パラメータａは信号ｅ１の傾きを示し、ｂは
信号ｅ１のDC成分を示し、Ｋは信号ｅ３の振幅
（ピーク電圧）を示す。第(5)式および第(6)式を第
(4)式に代入すると、次式を得る。
ａ＝１／CRＫ ………(7)
第(7)式は次のように変形できる。
Ｃ＝１／aRＫ ………(8)
第(8)式は、キヤパシタンスＣが信号ｅ３の振幅
すなわちピーク電圧Ｋに比例することを示してい
る。
すなわちピーク電圧Ｋに比例することを示してい
る。
第(4)式には、他の近似解がある。
すなわち、
e1＝ｘ exp（jωt） ………(9)
e3＝ｙ expj（ωt−φ） ………(10)
なる解が存在する。ここでパラメータｘ，ｙ，ω
は定数であり、φは変数である。パラメータｘは
信号ｅ１の振幅を示し、ｙは信号ｅ３の振幅を示
し、ωは信号ｅ１の角周波数を示す。そしてφは
移相角を示す。第(9)式および第(10)式を第(4)式に代
入すると、次式を得る。
は定数であり、φは変数である。パラメータｘは
信号ｅ１の振幅を示し、ｙは信号ｅ３の振幅を示
し、ωは信号ｅ１の角周波数を示す。そしてφは
移相角を示す。第(9)式および第(10)式を第(4)式に代
入すると、次式を得る。
jωx exp（jωt）−jωy exp ｊ（ωt−φ）
＝１／CRｙ exp ｊ（ωt−φ） ………(11)
第(11)式の各項をexp ｊ（ωt−φ）で割ると、
jωx exp（jφ）−jωy＝１／CRｙ ………(12)
となる。第(12)式は次のように変形できる。
Ｃ＝１／jωR・１／ｘ exp（jφ）−ｙｙ………(13)
第(13)式において、もしｘ exp（jφ）≫ｙであ
れば、この式は次のように簡略化される。
れば、この式は次のように簡略化される。
Ｃ≒１／jωR・１／ｘ exp（jφ）ｙ ………(14)
ここで、exp（jφ）の絶対値は一定であり、ま
たパラメータω，Ｒおよびｘが一定であるとす
る。すると、キヤパシタンスＣは信号ｅ３の振幅
ｙにほぼ比例することになる。
たパラメータω，Ｒおよびｘが一定であるとす
る。すると、キヤパシタンスＣは信号ｅ３の振幅
ｙにほぼ比例することになる。
第２図は第１図の構成にもとづいて得た実験デ
ータである。第２図に対する測定条件を以下に示
す。
ータである。第２図に対する測定条件を以下に示
す。
(i) 信号ｅ１が三角波の場合（実線）
信号ｅ１の振幅＝10Vpp
信号ｅ１の周波数＝250Hz
抵抗Ｒの抵抗値＝10KΩ
(ii) 信号ｅ１が正弦波の場合（破線）
測定条件は(i)の場合と同じ。
第２図から次のことがわかる。(i)の場合、
0.02μF以下のキヤパシタンス測定範囲では、Ｃと
ｅ３との関係はほぼ直線である。一方、(ii)の場合
では、0.01μF以下の測定範囲でほぼ直線関係が得
られている。すなわち、キヤパシタンスＣと信号
ｅ３の振幅との間の直線性は、(ii)の場合よりも(i)
の場合の方が優れている。
0.02μF以下のキヤパシタンス測定範囲では、Ｃと
ｅ３との関係はほぼ直線である。一方、(ii)の場合
では、0.01μF以下の測定範囲でほぼ直線関係が得
られている。すなわち、キヤパシタンスＣと信号
ｅ３の振幅との間の直線性は、(ii)の場合よりも(i)
の場合の方が優れている。
第３図は第１図の構成をより詳細に示すブロツ
ク図である。第４Ａ図ないし第４Ｇ図は第３図に
示される構成の動作を説明するタイミングチヤー
トである。クロツク発生器１２1はLFパルスｅ１
０およびHFパルスｅ１２を発生する。パルスｅ
１０は、第４Ａ図に示すような50％デユーテイの
矩形波であり、第１信号ｅ１を発生させるために
用いられる。パルスｅ１２はデジタルDC電圧計
１２2をクロツクするために用いられる。電圧計
１２2は、一般的な２重積分形のＡ／Ｄコンバー
タを用いて構成できる。パルスｅ１０は、ミラー
積分器１０によつて三角波波形の第１信号ｅ１に
変換される。信号ｅ１は微分回路１４を介して第
２信号ｅ３に変換される。第４Ｆ図または第４Ｇ
図に示されるような信号ｅ３は、サンプル／ホー
ルド回路１２3に入力される。信号ｅ１はコンパ
レータ１２4にも与えられる。コンパレータ１２4
は信号ｅ１の電位と基準電位Vrefとを比較する。
コンパレータ１２4は、第４Ｂ図および第４Ｃ図
に示すように、信号ｅ１の電位がVrefを超えたと
きに比較パルスｅ１４を発生する。パルスｅ１４
はANDゲート１２5の第１入力端に入力される。
ゲート１２5の第２入力端にはゲートパルスｅ１
６が与えられる。パルスｅ１６はインバータ１２
６から得られる。このインバータ１２6は、第４Ａ
図および第４Ｄ図に示すように、前記パルスｅ１
０を反転介してゲートパルスｅ１６を提供する。
ゲート１２5は前記回路１２3にサンプリングパル
スｅ１８を与える。すなわち、回路１２3は、第
４Ｅ図および第４Ｆ（または４Ｇ）図に示すよう
に、信号ｅ３の1/2周期の終端部における電位を
サンプルする。このサンプリング動作は、信号ｅ
３の立上りエツジおよび立下りエツジの双方で行
なつてもよい。回路１２3は電圧計１２2にサンプ
ル信号Ｅ３を与える。信号Ｅ３は、第２信号ｅ３
の振幅すなわちピーク電圧に対応したDC信号と
なつている。信号Ｅ３のDC電位は電圧計１２2に
よつて測定され表示される。
ク図である。第４Ａ図ないし第４Ｇ図は第３図に
示される構成の動作を説明するタイミングチヤー
トである。クロツク発生器１２1はLFパルスｅ１
０およびHFパルスｅ１２を発生する。パルスｅ
１０は、第４Ａ図に示すような50％デユーテイの
矩形波であり、第１信号ｅ１を発生させるために
用いられる。パルスｅ１２はデジタルDC電圧計
１２2をクロツクするために用いられる。電圧計
１２2は、一般的な２重積分形のＡ／Ｄコンバー
タを用いて構成できる。パルスｅ１０は、ミラー
積分器１０によつて三角波波形の第１信号ｅ１に
変換される。信号ｅ１は微分回路１４を介して第
２信号ｅ３に変換される。第４Ｆ図または第４Ｇ
図に示されるような信号ｅ３は、サンプル／ホー
ルド回路１２3に入力される。信号ｅ１はコンパ
レータ１２4にも与えられる。コンパレータ１２4
は信号ｅ１の電位と基準電位Vrefとを比較する。
コンパレータ１２4は、第４Ｂ図および第４Ｃ図
に示すように、信号ｅ１の電位がVrefを超えたと
きに比較パルスｅ１４を発生する。パルスｅ１４
はANDゲート１２5の第１入力端に入力される。
ゲート１２5の第２入力端にはゲートパルスｅ１
６が与えられる。パルスｅ１６はインバータ１２
６から得られる。このインバータ１２6は、第４Ａ
図および第４Ｄ図に示すように、前記パルスｅ１
０を反転介してゲートパルスｅ１６を提供する。
ゲート１２5は前記回路１２3にサンプリングパル
スｅ１８を与える。すなわち、回路１２3は、第
４Ｅ図および第４Ｆ（または４Ｇ）図に示すよう
に、信号ｅ３の1/2周期の終端部における電位を
サンプルする。このサンプリング動作は、信号ｅ
３の立上りエツジおよび立下りエツジの双方で行
なつてもよい。回路１２3は電圧計１２2にサンプ
ル信号Ｅ３を与える。信号Ｅ３は、第２信号ｅ３
の振幅すなわちピーク電圧に対応したDC信号と
なつている。信号Ｅ３のDC電位は電圧計１２2に
よつて測定され表示される。
第５図は第２図に示されるような非直線性を補
償する補償回路１２Ａを示す。第２図からわかる
ように、信号ｅ３のピーク電圧とキヤパシタンス
Ｃとの間の関係は、信号ｅ１が三角波であるとき
は0.02μF以上のキヤパシタンス範囲で非直線性を
示すようになる。回路１２Ａは、直線性の良い範
囲が広がるように、このような非直線性を補償す
る。サンプリングされたDC信号Ｅ３は増幅器１
２10の非反転入力端に入力される。増幅器１２10
の出力は、抵抗R12を介してその反転入力端に接
続される。この反転入力端は抵抗Ｒ１４を介して
接地される。抵抗Ｒ１４には、抵抗Ｒ１６と
FET１２12のドレイン・ソース間との直列回路が
並列接続される。FET１２12のゲートには抵抗Ｒ
１８を介して信号Ｅ３が与えられる。このゲート
は、抵抗Ｒ２０を介して負電位―VSに接続され
る。信号Ｅ３の電位が所定電位Pxよりも低いと
きには、FET１２12はカツトオフ状態にある。こ
の電位Pxは、たとえば第２図実線カーブのＣ＝
0.02μFに対応する電位である。この場合、回路１
２ＡのゲインＧ１は、 G1＝１＋R12／R14 ………(15) となる。一方、信号Ｅ３の電位が所定電位Pxを
超えると、FET１２12は導通するようになる。こ
の場合、回路１２ＡのゲインＧ２は、次のように
なる。
償する補償回路１２Ａを示す。第２図からわかる
ように、信号ｅ３のピーク電圧とキヤパシタンス
Ｃとの間の関係は、信号ｅ１が三角波であるとき
は0.02μF以上のキヤパシタンス範囲で非直線性を
示すようになる。回路１２Ａは、直線性の良い範
囲が広がるように、このような非直線性を補償す
る。サンプリングされたDC信号Ｅ３は増幅器１
２10の非反転入力端に入力される。増幅器１２10
の出力は、抵抗R12を介してその反転入力端に接
続される。この反転入力端は抵抗Ｒ１４を介して
接地される。抵抗Ｒ１４には、抵抗Ｒ１６と
FET１２12のドレイン・ソース間との直列回路が
並列接続される。FET１２12のゲートには抵抗Ｒ
１８を介して信号Ｅ３が与えられる。このゲート
は、抵抗Ｒ２０を介して負電位―VSに接続され
る。信号Ｅ３の電位が所定電位Pxよりも低いと
きには、FET１２12はカツトオフ状態にある。こ
の電位Pxは、たとえば第２図実線カーブのＣ＝
0.02μFに対応する電位である。この場合、回路１
２ＡのゲインＧ１は、 G1＝１＋R12／R14 ………(15) となる。一方、信号Ｅ３の電位が所定電位Pxを
超えると、FET１２12は導通するようになる。こ
の場合、回路１２ＡのゲインＧ２は、次のように
なる。
G2＝１＋R12／R14（R16＋R1212）………(16)
ここで、Ｒ１２12はFET１２12の内部抵抗を示
す。Ｒ１４（Ｒ１６＋Ｒ１２12）＜Ｒ１４であ
るから、ゲインＧ２はゲインＧ１よりも大きい。
抵抗Ｒ１２12は、信号Ｅ３の電位上昇につれて減
少する。それゆえ、第(16)式から明らかなよう
に、ゲインＧ２は信号Ｅ３（またはｅ３）の増大
にともなつて大きくなる。
す。Ｒ１４（Ｒ１６＋Ｒ１２12）＜Ｒ１４であ
るから、ゲインＧ２はゲインＧ１よりも大きい。
抵抗Ｒ１２12は、信号Ｅ３の電位上昇につれて減
少する。それゆえ、第(16)式から明らかなよう
に、ゲインＧ２は信号Ｅ３（またはｅ３）の増大
にともなつて大きくなる。
増幅器１２10は補償信号Ｅ４を出力する。信号
Ｅ４のDC電位はＥ３Ｇ２に対応する。第６図は、
信号Ｅ３と信号Ｅ４との関係を示している。信号
Ｅ３の電位が前記所定電位Px以下のときは、Ｅ
３とＥ４との関係は直線的であつてＥ４＝Ｅ３Ｇ
１で表わされる。一方、信号Ｅ３の電位が所定電
位Pxを超えると、上記関係は非直線的となりＥ
４＝Ｅ３Ｇ２となる。この非直線カーブすなわち
回路１２Ａの補償カーブは、FET１２12の特性、
電位―VSおよび抵抗Ｒ１２ないしＲ２０に応じ
て変わる。可変抵抗素子として、FET１２12のか
わりに他の能動素子あるいはCdSフオトカプラな
どを用いることもできる。回路１２Ａは、第１信
号ｅ１として正弦波またはその他の波形を有する
信号を用いた場合に生じる非直線性を補償するこ
ともできる。
Ｅ４のDC電位はＥ３Ｇ２に対応する。第６図は、
信号Ｅ３と信号Ｅ４との関係を示している。信号
Ｅ３の電位が前記所定電位Px以下のときは、Ｅ
３とＥ４との関係は直線的であつてＥ４＝Ｅ３Ｇ
１で表わされる。一方、信号Ｅ３の電位が所定電
位Pxを超えると、上記関係は非直線的となりＥ
４＝Ｅ３Ｇ２となる。この非直線カーブすなわち
回路１２Ａの補償カーブは、FET１２12の特性、
電位―VSおよび抵抗Ｒ１２ないしＲ２０に応じ
て変わる。可変抵抗素子として、FET１２12のか
わりに他の能動素子あるいはCdSフオトカプラな
どを用いることもできる。回路１２Ａは、第１信
号ｅ１として正弦波またはその他の波形を有する
信号を用いた場合に生じる非直線性を補償するこ
ともできる。
第７図は微分回路１４の変形例を示す。第７図
の微分回路はインダクダンスの測定に利用され
る。第７図から、次の関係が得られる。
の微分回路はインダクダンスの測定に利用され
る。第７図から、次の関係が得られる。
e3＝Ｌｄ／dtｉ ………(17)
ｉ＝e1−e3／Ｒ ………(18)
ここでＬはインダクタンスを示す。第(18)式を
第(17)式に代入すると次式を得る。
第(17)式に代入すると次式を得る。
e3＝Ｌ／Ｒ（ｄ／dte1−ｄ／dte3…………(19)
前述した第(5)、第(6)式または第(9)、第(10)式は、
第(19)式も満足する。以下においては、第(5)式お
よび第(6)式を第(19)式の解として説明する。第(5)
式および第(6)式を第(19)式に代入すると、 Ｋ＝Ｌ／Ｒａ ………(20) を得る。第(20)式は次のように変形される。
第(19)式も満足する。以下においては、第(5)式お
よび第(6)式を第(19)式の解として説明する。第(5)
式および第(6)式を第(19)式に代入すると、 Ｋ＝Ｌ／Ｒａ ………(20) を得る。第(20)式は次のように変形される。
Ｌ＝Ｒ／ａＫ ………(21)
第(21)式は、インダクタンスＬが信号ｅ３の振
幅すなわちピーク電圧Ｋに比例することを示して
いる。
幅すなわちピーク電圧Ｋに比例することを示して
いる。
第８図は微分回路１４の他の変形例を示す。第
８図の回路１４はキヤパシタンスの測定に適用さ
れる。第８図から次の関係が得られる。
８図の回路１４はキヤパシタンスの測定に適用さ
れる。第８図から次の関係が得られる。
ｉ＝e2−e3／Ｒ ………(22)
e2＝e3／Ａ ………(23)
e1−e2＝１／Ｃ∫idt ………(24)
ここで、Ａは正相増幅器１４1の増幅度を示し、
ｅ２は増幅器１４1の入力信号を示す。ここでは、
増幅器１４1の入力インピーダンスを無限大とみ
なすことにする。第(22)式ないし第(24)式から、
次式が求まる。
ｅ２は増幅器１４1の入力信号を示す。ここでは、
増幅器１４1の入力インピーダンスを無限大とみ
なすことにする。第(22)式ないし第(24)式から、
次式が求まる。
e1−１／Ａe3＝１／CR∫１−Ａ／Ａe3dt ………(25)
第(25)式を微分すると、次の微分方程式が得ら
れる。
れる。
ｄ／dte1−ｄ／dt（１／Ａe3）＝１／CR１−Ａ／Ａe3
………(26)
前述した第(5)、第(6)式または第(9)、第(10)式はい
ずれも第(26)式を満足するが、以下においては第
(5)式および第(6)式を解として説明する。第(5)式お
よび第(6)式を第(26)式に代入すると ａ＝１／CR１−Ａ／ＡＫ ………(27) が求まる。第(27)式は次のように変形される。
ずれも第(26)式を満足するが、以下においては第
(5)式および第(6)式を解として説明する。第(5)式お
よび第(6)式を第(26)式に代入すると ａ＝１／CR１−Ａ／ＡＫ ………(27) が求まる。第(27)式は次のように変形される。
Ｃ＝１／aR１−Ａ／ＡＫ ………(28)
第(28)式はキヤパシタンスＣが信号ｅ３の振幅
Ｋに比例することを示している。ここで第(28)式
と前記第(8)式とを比較してみよう。これらの式に
おいて、パラメータＣ，ａおよびＲが共通であり
（１−Ａ）／Ａが0.5以上１未満であれば、第(28)
式の振幅Ｋは第(8)式の振幅Ｋよりも大きくなる。
たとえば次の場合を考えてみる。
Ｋに比例することを示している。ここで第(28)式
と前記第(8)式とを比較してみよう。これらの式に
おいて、パラメータＣ，ａおよびＲが共通であり
（１−Ａ）／Ａが0.5以上１未満であれば、第(28)
式の振幅Ｋは第(8)式の振幅Ｋよりも大きくなる。
たとえば次の場合を考えてみる。
Ｃ＝0.001μF
ａ＝10kV／sec（＝10V／ms）
Ｒ＝10kΩ
Ａ＝0.9
上記４つのパラメータを第(8)式に代入すると
0.001μ＝１／10k×10kＫ
となる。したがつて、
Ｋ＝0.001μ×10k×10k＝0.1（Ｖ）………(29)
を得る。一方、上記４つのパラメータを第(28)式
に代入すると 0.001μ＝１／10k×10k0.1／0.9Ｋ が得られる。したがつて、 Ｋ＝0.001μ×10k×10k×0.9／0.1＝0.9（Ｖ） ………(30) を得る。第(29)式および第(30)式の解から、もし が成立するならば、次のことがいえる。すなわ
ち、第８図の構成によれば、比較的大きな振幅Ｋ
を有する信号ｅ３が得られる。
に代入すると 0.001μ＝１／10k×10k0.1／0.9Ｋ が得られる。したがつて、 Ｋ＝0.001μ×10k×10k×0.9／0.1＝0.9（Ｖ） ………(30) を得る。第(29)式および第(30)式の解から、もし が成立するならば、次のことがいえる。すなわ
ち、第８図の構成によれば、比較的大きな振幅Ｋ
を有する信号ｅ３が得られる。
第９図は第８図に示される増幅器１４1の具体
的な回路例を示す。第１０図は第９図の変形例を
示す。第９図においては、増幅器１４1として
FETソースホロワが用いられている。第１０図
においては、バツフアアンプ１４Ａと分圧器１４
Ｂとの組合せが増幅器１４1として用いられてい
る。
的な回路例を示す。第１０図は第９図の変形例を
示す。第９図においては、増幅器１４1として
FETソースホロワが用いられている。第１０図
においては、バツフアアンプ１４Ａと分圧器１４
Ｂとの組合せが増幅器１４1として用いられてい
る。
以上この明細書に開示され図面に図示された実
施例は、この発明を何ら限定するものではない。
この発明の趣旨および特許請求の範囲内におい
て、種々の置換、変更などが可能である。たとえ
ば、第１信号ｅ１としては直線関数波（たとえば
ノコギリ波）を用いてもよい。また、第２信号ｅ
３が正負対称波となるときは、ピーク電圧計１２
としてACタイプを用いることができる。この場
合、DCドリフトはほとんど問題にならなくなる。
施例は、この発明を何ら限定するものではない。
この発明の趣旨および特許請求の範囲内におい
て、種々の置換、変更などが可能である。たとえ
ば、第１信号ｅ１としては直線関数波（たとえば
ノコギリ波）を用いてもよい。また、第２信号ｅ
３が正負対称波となるときは、ピーク電圧計１２
としてACタイプを用いることができる。この場
合、DCドリフトはほとんど問題にならなくなる。
第１図はこの発明の一実施例に係るインピーダ
ンス測定装置の基本構成を示すブロツク図；第２
図は第１図の構成にもとづいて得たキヤパシタン
スＣと信号ｅ３の振幅との関係を示すグラフ；第
３図は第１図の構成を詳細に示すブロツク図；第
４Ａ図ないし第４Ｇ図は第３図に示す構成の動作
を説明するタイミングチヤート；第５図は第２図
に示すようなＣとｅ３との間の非直線性を補償す
る補償回路を例示する回路図；第６図は第５図に
示される信号Ｅ３と信号Ｅ４との間の関係を示す
グラフ；第７図は第１図に示される微分回路１４
の変形例を示す回路図；第８図は第１図に示され
る微分回路の他の変形例を示す回路図、第９図お
よび第１０図は第８図に示される増幅器１４1の
具体例を示す回路図である。 １０…信号源（ミラー積分器）；ｅ１…第１信
号；１２…ピーク電圧計；１４…微分回路；ｅ３
…第２信号；１２1…クロツク発生器；ｅ１０…
LFパルス；ｅ１２…HFパルス；１２2…デジタ
ルDC電圧計；１２3…サンプル／ホールド回路；
１２4…コンパレータ；Vref…基準電位；ｅ１４
…比較パルス；１２5…ANDゲート；ｅ１６…ゲ
ートパルス；１２6…インバータ；ｅ１８…サン
プリングパルス；Ｅ３…サンプル信号；１２Ａ…
補償回路；１２10…増幅器；１２12…Ｎチヤネル
FET；−VS…負電位；Px…所定電位；Ｅ４…補
償信号；１４1…正相増幅器；１４Ａ…バツフア
アンプ；１４Ｂ…分圧器。
ンス測定装置の基本構成を示すブロツク図；第２
図は第１図の構成にもとづいて得たキヤパシタン
スＣと信号ｅ３の振幅との関係を示すグラフ；第
３図は第１図の構成を詳細に示すブロツク図；第
４Ａ図ないし第４Ｇ図は第３図に示す構成の動作
を説明するタイミングチヤート；第５図は第２図
に示すようなＣとｅ３との間の非直線性を補償す
る補償回路を例示する回路図；第６図は第５図に
示される信号Ｅ３と信号Ｅ４との間の関係を示す
グラフ；第７図は第１図に示される微分回路１４
の変形例を示す回路図；第８図は第１図に示され
る微分回路の他の変形例を示す回路図、第９図お
よび第１０図は第８図に示される増幅器１４1の
具体例を示す回路図である。 １０…信号源（ミラー積分器）；ｅ１…第１信
号；１２…ピーク電圧計；１４…微分回路；ｅ３
…第２信号；１２1…クロツク発生器；ｅ１０…
LFパルス；ｅ１２…HFパルス；１２2…デジタ
ルDC電圧計；１２3…サンプル／ホールド回路；
１２4…コンパレータ；Vref…基準電位；ｅ１４
…比較パルス；１２5…ANDゲート；ｅ１６…ゲ
ートパルス；１２6…インバータ；ｅ１８…サン
プリングパルス；Ｅ３…サンプル信号；１２Ａ…
補償回路；１２10…増幅器；１２12…Ｎチヤネル
FET；−VS…負電位；Px…所定電位；Ｅ４…補
償信号；１４1…正相増幅器；１４Ａ…バツフア
アンプ；１４Ｂ…分圧器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の周波数、所定の振幅、および三角波ま
たは直線関数波波形を有する第１信号を提供する
信号源と、未知インピーダンスを含む微分回路に
より前記第１信号を微分した第２信号を発生する
微分手段と、前記未知インピーダンスを前記第２
信号のピーク振幅に対応した電気量として測定す
る測定手段とを備えたインピーダンス測定装置。 ２ 前記測定手段は、前記第２信号の振幅が一定
となるタイミングでこの第２信号の振幅をサンプ
ル／ホールドするサンプル／ホールド回路を含
み、このサンプル／ホールド回路でホールドされ
た前記第２信号の振幅値に比例した量として前記
未知インピーダンスが求められることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項に記載のインピーダンス
測定装置。 ３ 前記測定手段が、前記第２信号の振幅と前記
未知インピーダンスの値とが比例関係を保つ範囲
を拡張する補償回路を含むことを特徴とする特許
請求の範囲第１項または第２項に記載のインピー
ダンス測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13150680A JPS5756762A (en) | 1980-09-24 | 1980-09-24 | Impedance measuring device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13150680A JPS5756762A (en) | 1980-09-24 | 1980-09-24 | Impedance measuring device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5756762A JPS5756762A (en) | 1982-04-05 |
| JPS637622B2 true JPS637622B2 (ja) | 1988-02-17 |
Family
ID=15059611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13150680A Granted JPS5756762A (en) | 1980-09-24 | 1980-09-24 | Impedance measuring device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5756762A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0280528U (ja) * | 1988-12-02 | 1990-06-21 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6196378U (ja) * | 1984-11-29 | 1986-06-20 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54140778U (ja) * | 1978-03-23 | 1979-09-29 |
-
1980
- 1980-09-24 JP JP13150680A patent/JPS5756762A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0280528U (ja) * | 1988-12-02 | 1990-06-21 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5756762A (en) | 1982-04-05 |
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