ES2297600T3

ES2297600T3 - Metodo para la reduccion de duplicacion introducida por ajuste de envolvente especial en bancos de filtros de valor real.

Info

Publication number: ES2297600T3
Application number: ES05027760T
Authority: ES
Inventors: Kristofer Kjorling; Lars Villemoes
Original assignee: Coding Technologies Sweden AB
Current assignee: Coding Technologies Sweden AB
Priority date: 2002-09-18
Filing date: 2003-08-27
Publication date: 2008-05-01
Anticipated expiration: 2023-08-27
Also published as: US20170110136A1; US20110054914A1; US7577570B2; NO340385B1; CA2688916A1; US20090234646A1; CN100466471C; UA79301C2; NO335321B1; CA2924915A1; DE60303214T2; EP1527517A2; NO20180078A1; CN101505145B; US7590543B2; US8606587B2; JP5132627B2; JP2011010346A; EP1643642B1; JP2006514314A

Abstract

Aparato para evaluar cuáles canales entre una pluralidad de canales generados filtrando una señal utilizando un banco de filtros de análisis deben tener factores de ganancia acoplados para el propósito de ajustar la ganancia de los canales, teniendo el banco de filtros filtros de subbanda, tendiendo filtros adyacentes del banco de filtros bandas de transición que se traslapan en un rango de traslape, que comprende: un medio (82) para examinar los canales adyacentes, si los canales adyacentes tienen componentes de señal de generación de duplicación en el rango de traslape, donde el medio de examinación es operativo para calcular signos de los canales adyacentes con base en coeficientes de polinomios de predicción para los canales (100, 102) adyacentes, y para indicar (104) los canales adyacentes como canales para los que se requieren factores de ganancia acoplados, cuando los signos de los canales adyacentes tienen una relación predeterminada de uno a otro, donde la relación predeterminada se define de manera tal que el primer canal tiene un primer signo y el segundo canal adyacente tiene un segundo signo, el cual es opuesto al primer signo.

Description

Método para la reducción de duplicación introducida por ajuste de envolvente espectral en bancos de filtros de valor real.

Campo técnico

La presente invención se refiere a sistemas que comprenden el ajuste de envolvente espectral de señales de audio que utilizan un banco de filtros de subbanda de valor real. Reduce la duplicación introducida cuando se utiliza un banco de filtros de subbanda de valor real para el ajuste de envolvente espectral. Habilita también un cálculo de energía preciso para componentes sinusoidales en un banco de filtros de subbanda de valor real.

Antecedentes de la invención

Se ha demostrado en el documento PCT/SE02/00626 "Aliasing reduction using complex exponential modulated filterbanks", que un banco de filtros modulado exponencial complejo es una herramienta excelente para las señales de audio de ajuste de envolvente espectral. En tal procedimiento, la envolvente espectral de la señal se representa por valores de energía correspondientes a ciertos canales de banco de filtros. Estimando la energía actual en esos canales, las muestras de subbanda correspondientes pueden modificarse para tener la energía deseada, y por lo tanto se ajusta la envolvente espectral. Si las restricciones sobre la complejidad computacional evitan el uso de un banco de filtros modulado exponencial complejo, y solamente permiten una implementación (de valor real) modulada por coseno, se obtiene una duplicación severa cuando el banco de filtros se utiliza para el ajuste de envolvente espectral. Esto es particularmente obvio para señales de audio con una fuerte estructura tonal, donde las componentes de duplicación ocasionarán la intermodulación con las componentes espectrales originales. La presente invención ofrece una solución a esto al poner restricciones en los valores de ganancia en función de la frecuencia de manera dependiente
de la señal.

Sumario de la invención

Un objeto de la presente invención es proporcionar una técnica mejorada evaluar cuáles canales deben tener factores de ganancia acoplados.

Este objeto se alcanza por un aparato o un método para spec de acuerdo con las reivindicaciones 1 ó 7 o por un programa informático de acuerdo con la reivindicación 8.

La presente invención se relaciona con el problema de intermodulación introducida por la duplicación en un banco de filtros de valor real utilizado por el ajuste de envolvente espectral. La presente invención analiza la señal de entrada y utiliza la información obtenida para restringir las capacidades de ajuste de envolvente del banco de filtros agrupando los valores de ganancia del canal adyacente en un orden determinado por la característica espectral de la señal en un momento dado. Para un banco de filtros de valor real, por ejemplo, un pseudo-QMF donde se traslapan las bandas de transición solamente con la vecina más cercana, puede mostrarse que debido a las propiedades de cancelación de duplicación, la duplicación se mantiene debajo del nivel de banda de detención del filtro prototipo. Si el filtro prototipo se encuentra diseñado con una supresión de duplicación suficiente, el banco de filtros es de un tipo de reconstrucción perfecta desde un punto de vista perceptivo, aunque este no es el caso en un sentido matemático estricto. Sin embargo, si la ganancia de canal de los canales adyacentes se altera entre análisis y síntesis, se violan las propiedades de cancelación de duplicación, y las componentes de duplicación aparecerán audibles en la señal de salida. Al realizar una predicción lineal de bajo orden en las muestras de subbanda de los canales de banco de filtros, es posible evaluar, al observar las propiedades del polinomio de LPC,

Breve descripción de los dibujos

La presente invención se describirá ahora a modo de ejemplos ilustrativos, con referencia a los dibujos acompañantes, en los cuales:

la figura 1 ilustra un análisis de frecuencia del rango de frecuencias cubierto por el canal 15 a 24 de un banco de filtros de subbanda de canal M, de una señal original que contiene múltiples componentes sinusoidales. La resolución de frecuencia del análisis visualizado es intencionalmente mayor que la resolución de frecuencia de los bancos de filtros utilizados con objeto de visualizar donde se encuentra presente la sinusoidal en un canal de banco de filtros;

la figura 2 ilustra un vector de ganancia que contiene los valores de ganancia a aplicarse a los canales de subbanda 15-24 de la señal original;

la figura 3 ilustra la salida proveniente del ajuste de ganancia anterior en una implementación de valor real;

la figura 4 ilustra la salida proveniente del ajuste de ganancia anterior en una implementación de valor complejo;

la figura 5 ilustra en qué mitad de cada canal se encuentra presente una componente sinusoidal;

la figura 6 ilustra el agrupamiento de canal preferido;

la figura 7 ilustra la salida proveniente del ajuste de ganancia anterior en una implementación de valor real;

la figura 8 ilustra un diagrama de bloques;

la figura 9 ilustra combinaciones de bancos de filtros de análisis y síntesis;

la figura 10 ilustra un diagrama de bloques del medio de examinación derivado de la figura 8;

la figura 11 ilustra un diagrama de bloques del medio de ajuste de ganancia derivado de la figura 8.

Descripción detallada de la invención

Los ejemplos descritos a continuación son meramente ilustrativos para los principios de la mejora de un ajustador de envolvente espectral con base en un banco de filtros de valor real. Se comprende que las modificaciones y variaciones de las configuraciones y los detalles descritos en la presente memoria serán evidentes para otros expertos en la materia. Por lo tanto, la intención es limitarse solamente por el alcance de las reivindicaciones inminentes de patente y no por los detalles específicos presentados a modo de descripción y explicación.

En la siguiente descripción se utiliza un pseudo-QMF de valor real que comprende un análisis de valor real así como también una síntesis de valor real. Sin embargo, debe comprenderse que el problema de duplicación abordado por la presente invención aparece también para sistemas con un análisis complejo y una síntesis de valor real, así como también cualquier otro banco de filtros modulado por coseno aparte del pseudo-QMF utilizado en esta descripción. La presente invención es aplicable también para tales sistemas. En un pseudo-QMF cada canal esencialmente traslapa solamente a su vecino adyacente en frecuencia. La respuesta de frecuencia de los canales se muestra en las figuras subsecuentes por las líneas discontinuas. Esto tiene solamente propósitos ilustrativos a fin de indicar el traslape de los canales, y no debería interpretarse como la respuesta de canal real dada por el filtro prototipo. En la figura 1, se visualiza el análisis de frecuencia de una señal original. La figura visualiza solamente el rango de frecuencias cubierto por 15\pi/M a 25\pi/M del banco de filtros de canal M. En la siguiente descripción, los números de canal designado se derivan de su frecuencia de cruce baja, por ende, el canal 16 cubre el rango de frecuencias de 16\pi/M a 17\pi/M excluido el traslape con sus vecinos. Si no se realiza modificación alguna a las muestras de subbanda entre análisis y síntesis, la duplicación estará limitada por las propiedades del filtro prototipo. Si las muestras de subbanda para canales adyacentes se modifican de acuerdo con un vector de ganancia, como se visualiza en la figura 2, con valores de ganancia independientes para cada canal, se pierden las propiedades de cancelación de duplicación. Por lo tanto, una componente de duplicación se mostrará en la señal de salida reflejada alrededor de la región de cruce de los canales de banco de filtros, como se visualiza en la figura 3. Esto no es verdadero para una implementación compleja como se comenta en el documento PCT/SE02/00626 donde la salida, como se visualiza en la figura 4, no sufrirá de perturbaciones a las componentes de la duplicación. Con objeto de evitar las componentes de duplicación que ocasionan una distorsión de intermodulación severa en la salida, la presente invención enseña que dos canales adyacentes que comparten una componente sinusoidal como, por ejemplo, el canal 18 y 19 de la figura 1, deben modificarse de manera similar, es decir, el factor de ganancia aplicado a los dos canales debe ser idéntico. En lo sucesivo se hace referencia a esto como una ganancia acoplada para estos canales. Esto, por supuesto, implica que se sacrifica la resolución de frecuencia del ajustador de envolvente, con objeto de reducir la duplicación. Sin embargo, dado un número suficiente de canales, la pérdida en resolución de frecuencia es un costo pequeño a pagar por la ausencia de distorsión de intermodulación severa.

Con objeto de evaluar cuáles canales deben tener factores de ganancia acoplados, la presente invención enseña el uso de predicción lineal en banda. Si se utiliza una predicción lineal de bajo orden, por ejemplo, un LPC de segundo orden, esta herramienta de análisis de frecuencia es capaz de resolver una componente sinusoidal en cada canal. Al observar el signo del primer coeficiente polinómico de predicción es fácil determinar si la componente sinusoidal se encuentra situada en la mitad superior o inferior del rango de frecuencias del canal de subbanda.

Un polinomio de predicción de segundo orden

1

se obtiene por predicción lineal utilizando el método de autocorrelación o el método de covarianza para cada canal en el banco de filtros de QMF que se verá afectado por el ajuste de envolvente espectral. El signo del canal de banco de QMF se define de acuerdo con:

2

donde k es el número de canal, M es el número de canales, y donde se tiene en cuenta la inversión de frecuencia de cada otro canal de QMF. Por lo tanto, es posible para cada canal evaluar donde se encuentra situada una componente tonal fuerte, y consecuentemente agrupar conjuntamente los canales que comparten una componente sinusoidal fuerte. En la figura 5, se indica el signo de cada canal y por lo tanto en qué mitad del canal de subbanda se encuentra situada la sinusoidal, donde +1 indica la mitad superior y -1 indica la mitad inferior. La invención enseña que con objeto de evitar las componentes de duplicación los factores de ganancia de canal de subbanda deberían agruparse para los canales donde el canal k tiene un signo negativo y el canal k-1 tiene un signo positivo. De acuerdo con lo anterior, los signos de canal como se ilustran por la figura 5 brindan el agrupamiento requerido de acuerdo con la figura 6, donde el canal 16 y 17 se encuentran agrupados, 18 y 19 se encuentran agrupados, 21 y 22 se encuentran agrupados, y el canal 23 y 24 se encuentran agrupados. Esto significa que los valores de ganancia g_{k}(m) para los canales agrupados k y k-1 se calculan conjuntamente, en lugar de separadamente, de acuerdo con:

3

donde E^{ref}_{k} es la energía de referencia, y E_{k}(m) es la energía estimada, en el punto m en tiempo. Esto garantiza que los canales agrupados obtengan el mismo valor de ganancia. Tal agrupamiento de los factores de ganancia preserva las propiedades de cancelación de duplicación del banco de filtros y entrega la salida de acuerdo con la figura 7. Aquí es obvio que se desvanecen las componentes de duplicación presentes en la figura 3. Si no existe ninguna componente sinusoidal fuerte, los ceros empero se colocarán en cualquier mitad del plano z, indicado por el signo del canal, y los canales se agruparán consecuentemente. Esto significa que no hay necesidad de detección con base en la toma de decisiones si existe una componente tonal fuerte presente o no. En un banco de filtros de valor real, la estimación de energía no es directa como en una representación compleja. Si la energía se calcula sumando las muestras de subbanda cuadradas de un solo canal, existe el riesgo de rastrear la envolvente de tiempo de la señal en lugar de la energía real. Esto se debe al hecho de que una componente sinusoidal pueda tener una frecuencia arbitraria desde 0 hasta el ancho de canal de banco de filtros. Si se encuentra presente una componente sinusoidal en un canal de banco de filtros puede tener una frecuencia relativa muy baja, a pesar de que sea una sinusoidal de alta frecuencia en la señal original. Evaluar la energía de esta señal se vuelve difícil en un sistema de valor real dado que, si el tiempo de promedio se elige erróneamente con respecto a la frecuencia de la sinusoidal, puede introducirse un trémolo (variación de amplitud), cuando de hecho la energía de señal realmente es constante. Sin embargo, la presente invención enseña que los canales de banco de filtro se agrupan dos por dos dada la ubicación de las componentes sinusoidales. Esto reduce significativamente el problema de trémolo, como se comentará a continuación.

En un banco de filtros modulado por coseno, los filtros de análisis h_{k}(n) son versiones moduladas por coseno de un filtro prototipo p_{0}(n) de paso bajo simétrico como

4

donde M es el número de canales, k = 0, 1, ..., M-1, N es el orden de filtro prototipo y n = 0, 1, ..., N. La simetría del filtro prototipo se supone aquí con respecto a n = N/2. Las derivaciones a continuación son similares en caso de media simetría de muestra.

Dada una señal de entrada sinusoidal x(n) = Acos(\Omegan + \theta) con una frecuencia 0\leq\Omega\leq\pi, la señal de subbanda del canal k\geq1 puede calcularse en aproximadamente

5

donde P(\omega) es la transformada de Fourier de tiempo discreto de valor real del filtro prototipo desplazado
p_{0}(n + N/2). La aproximación es buena cuando P(\Omega+\pi(k + 1/2)/M) es pequeña, y esto se cumple en particular si P(\omega) es insignificante para |\omega|\geq\pi/M, una hipótesis subyacente a la siguiente descripción. Para el ajuste de envolvente espectral, la energía promedio dentro de una subbanda k podría calcularse como

6

donde w(n) es una ventana de largo L. Insertar la ecuación (5) en la ecuación (6) lleva a

7

donde \Psi(\Omega) es un término de fase el cual es independiente de k y W(\omega) es la transformada de Fourier de tiempo discreto de la ventana. Esta energía puede ser altamente fluctuante si \Omega se encuentra próxima a un múltiplo entero de \pi/M, aunque la señal de entrada es una sinusoide estacionaria. Los artefactos de tipo trémolo aparecerán en un sistema con base en tales estimaciones de energía de canal de banco de análisis real individual.

Por otra parte, suponiendo que \pi(k-1/2)/M\leq\Omega\leq\pi(k+1/2)/M y que P(\omega) es insignificante para |\omega|\geq\pi/M, solamente los canales de subbanda k y k-1 tienen salidas diferentes a cero, y estos canales se agruparán conjuntamente como se propone por la presente invención. La estimación de energía con base en estos dos canales es:

8

donde

9

y

10

Para la mayoría de diseños útiles de filtros prototipo, se cree que S(\Omega) es aproximadamente constante en el rango de frecuencias dado anteriormente. Además, si la ventana w(n) tiene un carácter de filtro de paso bajo, entonces
|\varepsilon(\Omega)| es mucho más pequeño que |W(0)|, de manera que la fluctuación de la estimación de energía de la ecuación (8) se reduce significativamente en comparación con el de la ecuación (7).

La figura 8 ilustra un aparato para el ajuste de envolvente espectral de una señal. El aparato inventivo incluye un medio 80 para proporcionar una pluralidad de señales de subbanda. Debe observarse que una señal de subbanda tiene asociado a ella un número de canal k que indica un rango de frecuencias cubierto por la señal de subbanda. La señal de subbanda se origina desde un filtro de canal que tiene el número de canal k en un banco de filtros de análisis. El banco de filtros de análisis tiene una pluralidad de filtros de canal, en los que el filtro de canal que tiene el número de canal k tiene una cierta respuesta de canal la cual se traslapa con una respuesta de canal de un filtro de canal adyacente que tiene un número de canal inferior k-1. El traslape tiene lugar en un cierto rango de traslape. En cuanto a los rangos de traslape, se hace la referencia a las figuras 1, 3, 4, y 7 que muestran las respuestas de impulsos de traslape en líneas discontinuas de los filtros de canal adyacente de un banco de filtros de análisis.

Las señales de subbanda entregadas como salida por el medio 80 derivadas de la figura 8 se toman como entrada en un medio 82 de examinación de las señales de subbanda referentes a las componentes de señal de generación de duplicación. En particular, el medio 82 es operativo para examinar la señal de subbanda que tiene asociado a ella el número de canal k y para examinar una señal de subbanda adyacente que tiene asociado a ella el número de canal
k-1. Esto es para determinar si la señal de subbanda y la señal de subbanda adyacente tienen componentes de señal de generación de duplicación en el rango de traslape tal como una componente sinusoidal como se ilustra por ejemplo en la figura 1. Debe observarse aquí que la componente de señal sinusoidal por ejemplo en la señal de subbanda que tiene asociada a ella el número de canal 15 no se encuentra colocada en el rango de traslape. Lo mismo es verdadero para la componente de señal sinusoidal en la señal de subbanda que tiene asociada a ella el número de canal 20. Respecto a las demás componentes sinusoidales mostradas en la figura 1, se hace claro que aquellas se encuentran en los rangos de traslape de señales correspondientes de subbanda adyacente.

El medio 82 de examinación es operativo para identificar dos señales de subbanda adyacente, las cuales tienen una componente de señal de generación de duplicación en el rango de traslape. El medio 82 se acopla a un medio 84 para calcular los valores de ajuste de ganancia para las señales de subbanda adyacente. En particular, el medio 84 es operativo para calcular el primer valor de ajuste de ganancia y un segundo valor de ajuste de ganancia para la señal de subbanda por una parte y la señal de subbanda adyacente por otra parte. El cálculo se realiza en respuesta a un resultado positivo del medio de examinación. En particular, el medio de cálculo es operativo para determinar el primer valor de ajuste de ganancia y el segundo valor de ajuste de ganancia no es independiente uno de otro sino dependiente uno de otro.

El medio 84 entrega como salida un primer valor de ajuste de ganancia y un segundo valor de ajuste de ganancia. Debe observarse en este punto que, preferentemente, el primer valor de ajuste de ganancia y el segundo valor de ajuste de ganancia son iguales uno a otro en una realización preferida. En el caso de modificar los valores de ajuste de ganancia, los cuales se han calculado por ejemplo en un codificador de replicación de banda espectral, los valores de ajuste de ganancia modificados correspondientes a los valores originales de ajuste de ganancia de SBR son ambos más pequeños que el valor superior de los valores originales y más grandes que el valor inferior de los valores originales como se comentará con posterioridad.

El medio 84 para calcular los valores de ajuste de ganancia calcula consecuentemente dos valores de ajuste de ganancia para las señales de subbanda adyacente. Estos valores de ajuste de ganancia y las mismas señales de subbanda se suministran a un medio 86 para ajustar la ganancia de las señales de subbanda adyacente que utilizan los valores de ajuste de ganancia calculados. Preferentemente, el ajuste de ganancia realizado por el medio 86 se realiza por una multiplicación de muestras de subbanda por los valores de ajuste de ganancia de manera que los valores de ajuste de ganancia son factores de ajuste de ganancia. En otras palabras, el ajuste de ganancia de una señal de subbanda que tiene varias muestras de subbanda se realiza al multiplicar cada muestra de subbanda proveniente de una subbanda por el factor de ajuste de ganancia, el cual se ha calculado para la subbanda respectiva. Por lo tanto, la estructura fina de la señal de subbanda no se toca por el ajuste de ganancia. En otras palabras, se mantienen los valores de amplitud relativa de las muestras de subbanda, mientras que los valores de amplitud absoluta de las muestras de subbanda se cambian al multiplicar estas muestras por el valor de ajuste de ganancia asociado con la señal de subbanda respectiva.

A la salida del medio 86, se obtienen las señales de subbanda de ganancia ajustada. Cuando estas señales de subbanda de ganancia ajustada se toman como entrada a un banco de filtros de síntesis, el cual es preferentemente un banco de filtros de síntesis de valor real, la salida del banco de filtro de síntesis, es decir, la señal de salida sintetizada no muestra componentes significativos de duplicación como se ha descrito con anterioridad con respecto a la figura 7.

Debe observarse aquí que puede obtenerse una cancelación completa de componentes de duplicación, cuando los valores de ganancia de las señales de subbanda adyacente se hacen iguales uno a otro. Sin embargo, puede obtenerse al menos una reducción de los componentes de duplicación cuando los valores de ajuste de ganancia para las señales de subbanda adyacente se calculan dependientes uno de otro. Esto significa que ya se obtuvo una mejora de la situación de duplicación, cuando los valores de ajuste de ganancia no son totalmente iguales uno a otro pero se encuentran más cerca uno a otro en comparación con el caso, en el cual no se han tomado etapas inventivas.

Normalmente, esta se utiliza en conexión con la replicación de banda espectral (SBR) o reconstrucción de alta frecuencia (HFR), la cual se describe detalladamente en el documento WO 98/57436 A2.

Como se conoce en la materia, la replicación de envolvente espectral o la reconstrucción de alta frecuencia incluye ciertas etapas en la parte del codificador así como también algunas etapas en la parte del decodificador. En el codificador, una señal original que tiene un ancho de banda completo es codificada por un codificador fuente. El codificador fuente produce una señal de salida, es decir, una versión codificada de la señal original, en la cual una o más bandas de frecuencia que fueron incluidas en la señal original ya no se incluyen en la versión codificada de la señal original. Normalmente, la versión codificada de la señal original incluye solamente una banda baja del ancho de banda original. La banda alta del ancho de banda original de la señal original no se incluye en la versión codificada de la señal original. Además, en la parte del codificador existe un analizador de envolvente espectral para analizar la envolvente espectral de la señal original en las bandas, las cuales no se encuentran en la versión codificada de la señal original. Esta(s) banda(s) que falta(n) es (son), por ejemplo, la banda alta. El analizador de envolvente espectral es operativo para producir una representación de envolvente burda de la banda, la cual falta en la versión codificada de la señal original. Esta representación de envolvente espectral burda puede generarse de varias maneras. Una manera es pasar la porción de frecuencia respectiva de la señal original a través de un banco de filtros de análisis de manera tal que se obtienen las señales de subbanda respectivas para los canales respectivos en el rango de frecuencias correspondiente y calcular la energía de cada subbanda de manera tal que estos valores de energía son la representación de envolvente espectral burda.

Otra posibilidad es realizar un análisis de Fourier de la banda que falta y calcular la energía de la banda de frecuencias que falta calculando una energía promedio de los coeficientes espectrales en un grupo tal como una banda crítica, cuando se consideran las señales de audio, utilizando un agrupamiento de acuerdo con la ampliamente conocida escala de Bark.

En este caso, la representación de envolvente espectral burda consiste en ciertos valores de energía de referencia, donde un valor de energía de referencia se encuentra asociado con una cierta banda de frecuencias. El codificador de SBR multiplexa ahora esta representación de envolvente espectral burda con la versión codificada de la señal original a fin de formar una señal de salida, la cual se transmite a un receptor o un decodificador preparado para SBR.

El decodificador preparado para SBR, como se conoce en la materia, es operativo para regenerar la banda de frecuencias que falta utilizando una cierta o todas las bandas de frecuencia obtenidas al decodificar la versión codificada de la señal original para obtener una versión decodificada de la señal original. Naturalmente, la versión decodificada de la señal original no incluye tampoco la banda que falta. Esta banda que falta se reconstruye ahora utilizando las bandas incluidas en la señal original por la replicación de banda espectral. En particular, se seleccionan una o varias bandas en la versión decodificada de la señal original, y se copian a bandas, las cuales tienen que reconstruirse. Después, la estructura fina de las señales de subbanda copiadas o coeficientes de frecuencia/espectrales se ajustan utilizando valores de ajuste de ganancia, los cuales se calculan utilizando la energía real de la señal de subbanda, la cual se ha copiado por una parte, y utilizando la energía de referencia que se extrae de la representación de envolvente espectral burda, que se ha transmitido desde el codificador hacia el decodificador. Normalmente, el factor de ajuste de ganancia se calcula determinando el cociente entre la energía de referencia y la energía real y tomando la raíz cuadrada de este valor.

Esta es la situación, que se ha descrito antes con respecto a la figura 2. En particular, la figura 2 muestra tales valores de ajuste de ganancia los cuales, por ejemplo, se han determinado por un bloque de ajuste de ganancia en una reconstrucción de alta frecuencia o decodificador preparado para SBR.

El dispositivo ilustrado en la figura 8 puede utilizarse para reemplazar completamente un dispositivo de ajuste de ganancia de SBR normal o puede utilizarse para mejorar un dispositivo de ajuste de ganancia de la técnica anterior. En la primera posibilidad, los valores de ajuste de ganancia se determinan para las señales de subbanda adyacente dependientes una de otra en caso de que las señales de subbanda adyacente tengan un problema de duplicación. Esto significa que, en las respuestas de filtro de traslape de los filtros desde los cuales se originan las señales de subbanda adyacente, hubo componentes de señal de generación de duplicación tales como una componente de señal tonal como se ha descrito en conexión con la figura 1. En este caso, los valores de ajuste de ganancia se calculan por medio de las energías de referencia transmitidas desde el codificador preparado para SBR y por medio de una estimación para la energía de las señales de subbanda copiadas, y en respuesta al medio de examinación de las señales de subbanda para las componentes de señal de generación de duplicación.

En el otro caso, en el cual se utiliza el dispositivo para mejorar la operabilidad de un decodificador preparado para SBR existente, el medio de cálculo de los valores de ajuste de ganancia para señales de subbanda adyacente puede implementarse de manera tal que recupera los valores de ajuste de ganancia de dos señales de subbanda adyacente, las cuales tienen un problema de duplicación. Dado que un codificador preparado para SBR típico no pone ninguna atención en los problemas de duplicación, estos valores de ajuste de ganancia para estas dos señales de subbanda adyacente son independientes una de otra. El medio inventivo para calcular los valores de ajuste de ganancia es operativo para derivar los valores de ajuste de ganancia calculados para las señales de subbanda adyacente con base en los dos valores de ajuste de ganancia "originales" recuperados. Esto puede realizarse de varias maneras. La primera manera es hacer el segundo valor de ajuste de ganancia igual al primer valor de ajuste de ganancia. La otra posibilidad es hacer el primer valor de ajuste de ganancia igual al segundo valor de ajuste de ganancia. La tercera posibilidad es calcular el promedio de ambos valores de ajuste de ganancia originales y utilizar este promedio como el primer valor de ajuste de ganancia calculado y el segundo valor de ajuste de envolvente calculado. Otra oportunidad sería seleccionar valores de ajuste de ganancia calculados primero y segundo iguales o diferentes, los cuales son ambos inferiores al valor de ajuste de ganancia original superior y los cuales son ambos superiores al valor de ajuste de ganancia inferior de los dos valores de ajuste de ganancia originales. Cuando se comparan la figura 2 y la figura 6, se hace claro que los valores de ajuste de ganancia primero y segundo para dos subbandas adyacentes, los cuales se han calculado dependientes uno de otro, son ambos superiores que el valor inferior original y son ambos más pequeños que el valor superior original.

De acuerdo con otro ejemplo en el que el codificador preparado para SBR realiza ya las características de proporcionar señales de subbanda (bloque 80 de la figura 8), examinar las señales de subbanda para las componentes de señal de generación de duplicación (bloque 82 de la figura 8) y calcular valores de ajuste de ganancia para señales de subbanda adyacente (bloque 84) se realizan en un codificador preparado para SBR, el cual no hace ninguna operación de ajuste de ganancia. En este caso, el medio de cálculo, ilustrado por el signo de referencia 84 en la figura 8, se conecta a un medio para entregar como salida los valores de ajuste de ganancia calculados primero y segundo para la transmisión a un decodificador.

En este caso, el decodificador recibirá una representación de envolvente espectral burda ya de "duplicación reducida" junto con preferentemente una indicación de que ya se ha realizado el agrupamiento de reducción de duplicación de las señales de subbanda adyacente. Después, no es necesaria ninguna modificación a un decodificador de SBR normal, dado que los valores de ajuste de ganancia ya se encuentran en buena forma de manera que la señal sintetizada no mostrará ninguna distorsión de duplicación.

En lo siguiente, se describen ciertas implementaciones del medio (80) para proporcionar señales de subbanda. En caso de implementación en un codificador novedoso, el medio para proporcionar una pluralidad de señales de subbanda es el analizador para analizar la banda de frecuencias que falta, es decir, la banda de frecuencias que no se incluye en la versión codificada de la señal original.

En caso de implementación en un decodificador novedoso, el medio para proporcionar una pluralidad de señales de subbanda puede ser un banco de filtros de análisis para analizar la versión decodificada de la señal original combinado con un dispositivo de SBR para trasponer las señales de subbanda de banda baja a canales de subbanda de banda alta. Sin embargo, en caso de que la versión codificada de la señal original incluya señales de subbanda cuantificadas y potencialmente codificadas por entropía, el medio de abastecimiento no incluye un banco de filtros de análisis. En este caso, el medio de abastecimiento es operativo para extraer señales de subbanda recuantificadas y decodificadas por entropía de la entrada de señal transmitida al decodificador. El medio de abastecimiento es además operativo para trasponer tales señales de subbanda extraídas de banda baja de acuerdo con cualquiera de las reglas de transporte conocidas para la banda alta como se conoce en la materia de la replicación de banda espectral o reconstrucción de alta frecuencia.

La figura 9 muestra la cooperación del banco de filtros de análisis (el cual puede estar situado en el codificador o el decodificador) y un banco 90 de filtros de síntesis, el cual se encuentra situado en un decodificador de SBR. El banco 90 de filtros de síntesis colocado en el decodificador es operativo para recibir las señales de subbanda de ganancia ajustada para sintetizar la señal de banda alta, la cual entonces, después de la síntesis, se combina con la versión decodificada de la señal original para obtener una señal decodificada de banda completa. Alternativamente, el banco de filtros de síntesis de valor real puede cubrir toda la banda de frecuencias original de manera que los canales de banda baja del banco 90 de filtros de síntesis se suministran con las señales de subbanda que representan la versión decodificada de la señal original, mientras que los canales de filtro de banda alta se suministran con las señales de subbanda de ganancia ajustada entregadas como salida por el medio 84 de la figura 8.

Como se ha comentado con anterioridad, el cálculo de los valores de ajuste de ganancia en dependencia uno de otro permite combinar un banco de filtros de análisis complejo y un banco de filtros de síntesis de valor real o combinar un banco de filtros de análisis de valor real y un banco de filtros de síntesis de valor real en particular para aplicaciones de decodificador de bajo costo.

La figura 10 ilustra un ejemplo del medio 82 de examinación de las señales de subbanda. Como se ha comentado con anterioridad con respecto a la figura 5, el medio 82 de examinación derivado de la figura 8 incluye un medio 100 para determinar un coeficiente polinómico de predicción de bajo orden para una señal de subbanda y una señal de subbanda adyacente de manera que se obtienen los coeficientes de polinomios de predicción. Preferentemente, como se ha comentado con respecto a la ecuación (1), se calcula el primer coeficiente polinómico de predicción de un polinomio de predicción de segundo orden como se define en la ecuación (1). El medio 100 se acopla al medio 102 para determinar un signo de un coeficiente para las señales de subbanda adyacente. De acuerdo con la realización preferida de la presente invención, el medio 102 para determinar es operativo para calcular la ecuación (2) de manera que se obtienen una señal de subbanda y la señal de subbanda adyacente. El signo para una señal de subbanda obtenida por el medio 102 depende, por una parte, del signo del coeficiente polinómico de predicción y, por otra parte, del número de canal o número de subbanda k. El medio 102 en la figura 10 se acopla a un medio 104 para analizar los signos a fin de determinar las señales de subbanda adyacente que tienen componentes problemáticos de duplicación.

En particular, el medio 104 es operativo para determinar señales de subbanda como señales de subbanda que tienen componentes de señal de generación de duplicación, en caso de que la señal de subbanda que tiene el menor número de canal tenga un signo positivo y la señal de subbanda que tiene el mayor número de canal tenga un signo negativo. Cuando se considera la figura 5, se hace claro que esta situación surge para las señales de subbanda 16 y 17 de manera que las señales de subbanda 16 y 17 se determinan para ser señales de subbanda adyacente que tienen valores de ajuste de ganancia acoplada. Lo mismo es verdadero para las señales de subbanda 18 y 19 o las señales de subbanda 21 y 22 o las señales de subbanda 23 y 24.

Debe observarse aquí que, alternativamente, también puede utilizarse otro polinomio de predicción, es decir, un polinomio de predicción de tercer, cuarto o quinto orden, y que también puede utilizarse otro coeficiente polinómico para determinar el signo tal como el coeficiente polinómico de predicción de segundo, tercer o cuarto orden. Sin embargo, se prefiere el procedimiento mostrado con respecto a la ecuaciones 1 y 2 dado que implica una sobrecarga de cálculo baja.

La figura 11 muestra una implementación del medio para calcular valores de ajuste de ganancia para las señales de subbanda adyacente. En particular, el medio 84 derivado de la figura 8 incluye un medio 110 para proporcionar una indicación de una energía de referencia para subbandas adyacentes, un medio 112 para calcular las energías estimadas para las subbandas adyacentes y un medio 114 para determinar los valores de ajuste de ganancia primero y segundo. Preferentemente, el primer valor de ajuste de ganancia g_{k} y el segundo valor de ajuste de ganancia g_{k-1} son iguales. Preferentemente, el medio 114 es operativo para realizar la ecuación (3) como se muestra con anterioridad. Debe observarse aquí que normalmente, la indicación sobre la energía de referencia para subbandas adyacentes se obtiene a partir de una señal codificada entregada como salida por un codificador de SBR normal. En particular, las energías de referencia constituyen la información de envolvente espectral burda como se genera por un codificador preparado para SBR normal.

La invención se refiere también a un método correspondiente al aparato de la reivindicación 1.

Dependiendo de las circunstancias, el método inventivo de ajuste de envolvente espectral puede implementarse en hardware o en software. La implementación puede tener lugar en un medio de almacenamiento digital tal como un disco o un CD que tenga señales de control legibles electrónicamente, el cual pueda cooperar con un sistema informático programable de manera que se realiza el método inventivo. Generalmente, la presente invención es, por ende, un producto de programa informático que tiene un código de programa almacenado en un portador legible por ordenador, para realizar el método inventivo, cuando el producto de programa informático se ejecuta en un ordenador. En otras palabras, la invención es, por lo tanto, también un programa informático que tiene un código de programa para realizar el método inventivo, cuando el programa informático se ejecuta en un ordenador.

Claims

1. Aparato para evaluar cuáles canales entre una pluralidad de canales generados filtrando una señal utilizando un banco de filtros de análisis deben tener factores de ganancia acoplados para el propósito de ajustar la ganancia de los canales, teniendo el banco de filtros filtros de subbanda, tendiendo filtros adyacentes del banco de filtros bandas de transición que se traslapan en un rango de traslape, que comprende:

un medio (82) para examinar los canales adyacentes, si los canales adyacentes tienen componentes de señal de generación de duplicación en el rango de traslape, donde el medio de examinación es operativo

para calcular signos de los canales adyacentes con base en coeficientes de polinomios de predicción para los canales (100, 102) adyacentes, y

para indicar (104) los canales adyacentes como canales para los que se requieren factores de ganancia acoplados, cuando los signos de los canales adyacentes tienen una relación predeterminada de uno a otro, donde la relación predeterminada se define de manera tal que el primer canal tiene un primer signo y el segundo canal adyacente tiene un segundo signo, el cual es opuesto al primer signo.

2. Aparato según la reivindicación 1, en el que el medio (82) de examinación es operativo para aplicar un método de autocorrelación o un método de covarianza.

3. Aparato según la reivindicación 1 ó 2,

en el que el polinomio de predicción es un polinomio de bajo orden que tiene un coeficiente de primer orden, en el que el orden del polinomio de bajo orden es menor que 4, y

en el que el medio (82) de examinación es operativo para utilizar los coeficientes de primer orden para calcular los signos de los canales.

4. Aparato según las reivindicaciones 1, 2, ó 3, en el que el medio (82) de examinación es operativo para calcular el signo para una señal de subbanda con base en la siguiente ecuación:

11

donde k es el número de canal, y \alpha_{1} es el coeficiente de primer orden.

5. Aparato según la reivindicación 1, en el que el primer signo es negativo, y el segundo signo es positivo.

6. Aparato según la reivindicación 1, caracterizado porque el medio (82) de examinación es operativo para realizar un análisis tonal para el canal y el canal adyacente para determinar una componente tonal que tiene una medición de tonalidad por encima de un umbral de tonalidad.

7. Método de evaluación de cuáles canales entre una pluralidad de canales generados filtrando una señal utilizando un banco de filtros de análisis debe tener factores de ganancia acoplados para el propósito de ajustar la ganancia de los canales, teniendo el banco de filtros filtros de subbanda, tendiendo filtros adyacentes del banco de filtros bandas de transición que se traslapan en un rango de traslape, que comprende:

examinar (82) los canales adyacentes, si los canales adyacentes tienen componentes de señal de generación de duplicación en el rango de traslape,

calculando signos de los canales adyacentes con base en coeficientes de polinomios de predicción para los canales (100, 102) adyacentes, e

indicando (104) los canales adyacentes como canales para los que se requieren factores de ganancia acoplados, cuando los signos de los canales adyacentes tienen una relación predeterminada de uno a otro, donde la relación predeterminada se define de manera tal que el primer canal tiene un primer signo y el segundo canal adyacente tiene un segundo signo, el cual es opuesto al primer signo.

8. Programa informático que tiene un código de programa para realizar el método según la reivindicación 7, cuando el programa informático se ejecuta en un ordenador.