UA79301C2 - Device and method for adjusting offilter spectral envelope - Google Patents

Device and method for adjusting offilter spectral envelope Download PDF

Info

Publication number
UA79301C2
UA79301C2 UAA200502437A UA2005002437A UA79301C2 UA 79301 C2 UA79301 C2 UA 79301C2 UA A200502437 A UAA200502437 A UA A200502437A UA 2005002437 A UA2005002437 A UA 2005002437A UA 79301 C2 UA79301 C2 UA 79301C2
Authority
UA
Ukraine
Prior art keywords
signal
subband
gain correction
channel
subband signal
Prior art date
Application number
UAA200502437A
Other languages
English (en)
Inventor
Christofer Cherling
Lars Villemoes
Original Assignee
Coding Tech Ab
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=20289031&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=UA79301(C2) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Coding Tech Ab filed Critical Coding Tech Ab
Publication of UA79301C2 publication Critical patent/UA79301C2/uk

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/16—Vocoder architecture
    • G10L19/18—Vocoders using multiple modes
    • G10L19/20—Vocoders using multiple modes using sound class specific coding, hybrid encoders or object based coding
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/022—Blocking, i.e. grouping of samples in time; Choice of analysis windows; Overlap factoring
    • G10L19/025—Detection of transients or attacks for time/frequency resolution switching
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
    • G10L19/083—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters the excitation function being an excitation gain
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
    • G10L19/12—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters the excitation function being a code excitation, e.g. in code excited linear prediction [CELP] vocoders
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/12—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being prediction coefficients
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/18—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being spectral information of each sub-band
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/21—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being power information
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/48—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 specially adapted for particular use
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
    • H03H17/0264—Filter sets with mutual related characteristics
    • H03H17/0266—Filter banks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Stereophonic System (AREA)
  • Spectrometry And Color Measurement (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Color Television Image Signal Generators (AREA)
  • Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
  • Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
  • Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
  • Image Processing (AREA)
  • Processing Of Color Television Signals (AREA)
  • Studio Circuits (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
  • Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
  • Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
  • Image Generation (AREA)

Description

Опис винаходу
Даний винахід стосується систем, що здійснюють корекцію обвідної спектра аудіосигналів з допомогою 2 дійсно-значного блока фільтрів, розбитого на піддіапазони. Це зменшує ефект спотворення від накладання спектрів, який виникає при використанні дійсно-значного блока фільтрів для корекції обвідної спектра. Це дозволяє також точно обчислити енергію синусоїдальних складових у дійсно-значному блоці фільтрів з піддіапазонами.
В |документі РСТ/5ЕО0О2/00626 "Зменшення спотворень від накладання спектрів при використанні комплексних 70 експоненціально модульованих блоків фільтрів"ї показано, що блок фільтрів, модульований комплексно-показниковою функцією, є чудовим інструментом для корекції обвідної спектра аудіосигналів. У такій процедурі обвідна спектра сигналу представлена значеннями енергії, котрі відповідають певним каналам блока фільтрів. За рахунок оцінки поточної енергії в таких каналах, відповідні вибірки піддіапазонів можуть бути змінені так, щоб мати бажану енергію, а отже, відкориговану обвідну спектра. Якщо обмеження, пов'язані із 19 складністю розрахунків, перешкоджають використанню блока фільтрів, модульованого комплексно-показниковою функцією, а є можливість реалізувати лише косинусний варіант модуляції (дійсно-значний), то у разі використання такого блока фільтрів для корекції обвідної спектра одержимо сильний ефект спотворення від накладання спектрів. Це особливо проявляється для звукових сигналів із сильною тональною структурою, де паразитні складові, утворені при накладанні спектрів, викличуть інтермодуляцію із складовими первинного спектра. Даним винаходом пропонується рішення цієї проблеми шляхом уведення обмежень на значення підсилення як функції частоти, у формі, залежній від сигналу.
Задачею даного винаходу є забезпечення поліпшеної методики для корекції обвідної спектра.
Ця мета досягається з допомогою пристрою або способу для корекції обвідної спектра сигналу відповідно до пунктів 1 або 19 формули або ж за допомогою комп'ютерної програми згідно з п.20 формули. с
Даний винахід стосується проблеми інтермодуляції, викликаної спотворенням від накладання спектрів, у Ге) дійсно-значному блоці фільтрів, що використовується для корекції обвідної спектра. В даному винаході проводять аналіз вхідного сигналу, а одержану інформацію використовують, щоб обмежити можливості блока фільтрів щодо корекції обвідної спектра, групуючи значення підсилення сусідніх каналів у порядку, визначеному спектральною характеристикою сигналу на даний час. Для дійсно-значного блока фільтрів, наприклад, -- псевдо-ОМЕ, де перехідні смуги частково перекриваються лише з найближчим сусідом, можна показати, що за («3 рахунок властивостей заглушення спотворень, спотворення від накладання спектрів утримується нижче рівня смуги затухання фільтра-прототипу (фільтр нижніх частот згідно з |РСТ/5Е/00626)|). Якщо фільтр-прототип і. розроблено з достатнім придушенням спотворень від накладання спектрів, то з пізнавальної точки зору блок Ге») фільтрів є довершеним фільтром відновлювального типу, хоча цього немає в строгому математичному сенсі. 325 Проте, якщо підсилення сусідніх каналів змінюються між аналізом і синтезом, то властивості заглушення - спотворень порушуються, і у вихідному сигналі виразно з'являться паразитні складові. Шляхом виконання лінійного прогнозу нижчого порядку щодо вибірок піддіапазонів каналів блока фільтрів, можна оцінити, спостерігаючи за властивостями полінома І РС (лінійного прогнозного кодування), у якому з каналів блока « фільтрів присутня сильна тональна складова. Отже, можна оцінити, які саме сусідні канали не повинні мати З незалежних значень підсилення, аби уникнути сильної паразитної складової від тональної складової, присутньої с в цьому каналі. з» Даний винахід має такі характерні особливості: - Засоби аналізу каналів піддіапазонів для оцінки, в якому з каналів піддіапазонів присутня сильна тональна складова; - Проведення аналізу за допомогою лінійного предиктора нижчого порядку в кожному каналі піддіапазонів; 7 - Прийняття рішення по групуванню за підсиленням на основі місцезнаходження нулів полінома І РС; (се) - Точне обчислення енергії для дійсно-значного виконання.
Даний винахід далі буде описано за допомогою пояснювальних прикладів, які не обмежують обсягу або о сутності винаходу, з посиланням на додані ілюстрації, де: ав | 20 Фіг1 - ілюстрація частотного аналізу діапазону частот первинного сигналу, який містить кратні синусоїдальні складові; показано діапазон частот, зайнятий каналами від 15 до 24 блока фільтрів з М каналами ть піддіапазонів. У цьому аналізі роздільна здатність по частоті показана навмисно вищою, ніж роздільна здатність по частоті використовуваних блоків фільтрів, для того, щоб показати, в якому каналі блока фільтрів присутня синусоїдальна складова; 52 Фіг.2 - вектор підсилення, що містить значення підсилення, які мають бути застосовані до піддіапазонних
ГФ) каналів 15-24 первинного сигналу;
Фіг.3 - вихідний сигнал від згаданої вище корекції підсилення в дійсно-значному варіанті виконання без о застосування даного винаходу;
Фіг.4 - вихідний сигнал від згаданої вище корекції підсилення в комплексно-значному виконанні; 60 Фіг.5 показує, в якій половині кожного з каналів присутня синусоїдальна складова;
Фіг.6 - групування каналів, якому згідно з даним винаходом віддається перевага;
Фіг.7 - вихідний сигнал від згаданої вище корекції підсилення в дійсно-значному виконанні згідно з даним винаходом;
Фіг.8 - блок-схема пристрою, що пропонується винаходом; бо Фіг.9 - комбінації аналізуючих і синтезучих блоків фільтрів, до яких переважно може бути застосованим винахід;
Фіг.10- блок-схема засобів перевірки з Фіг.8 відповідно до варіанту здійснення винаходу, якому віддається перевага; та
Фіг.11 - блок-схема засобів корекції підсилення з Фіг.8 відповідно до варіанту здійснення даного винаходу, якому віддається перевага.
Описані нижче варіанти здійснення винаходу наведені лише з метою ілюстрації принципів даного винаходу, спрямованого на поліпшення коректора обвідної спектра, в основу якого покладено дійсно-значний блок фільтрів. Зрозуміло, що спеціалісти галузі знайдуть інші модифікації і варіанти описаних тут компонування та 70 деталей. А тому в описі закладене прагнення бути обмеженим лише обсягом доданої формули патенту, а не конкретними деталями, які представлені при описуванні і поясненні варіантів здійснення винаходу.
В наступному описі використаний дійсно-значний псевдо-ОМЕ, котрий містить дійсно-значний аналіз, а також дійсно-значний синтез. Однак, слід розуміти, що проблема спотворення від накладання спектрів, яка розглядається в даному винаході, з'являється також для систем з комплексним аналізом і дійсно-значним /5 синтезом, а також у будь-якому іншому модульованому косинусом блоці фільтрів, що знаходиться осторонь від псевдо-ОМЕ, використаного в цьому описі. Даний винахід може бути застосованим і до таких систем. У псевдо-ОМЕ кожен канал частково перекриває лише свого сусіда по частоті. На подальших фігурах частотна характеристика каналів показана штриховими лініями. Це зроблено лише з метою ілюстрації, аби відмітити часткове перекриття каналів, і його не потрібно представляти як фактичний відклик каналу, наданий фільтром-прототипом. На Фіг.1 показано частотний аналіз первинного сигналу. На фігурі відображено лише діапазон частот, що простягається від 15 -л/М до 25.л/М М-канального блока фільтрів. Номери каналів, які вказані в наступному описі, визначаються їх нижньою частотою розділення каналів, отже, канал 16 охоплює діапазон частот від 16.л/М до 17.л/М, за винятком часткового перекриття з його сусідами. Якщо не зроблено ніяких видозмін щодо вибірок піддіапазонів між аналізом і синтезом, то спотворення від накладання спектрів Га буде обмежене властивостями фільтра-прототипу. Якщо ж вибірки піддіапазонів для сусідніх каналів змінені згідно з вектором підсилення, як показано на Фіг.2, з незалежними значеннями підсилення для кожного каналу, і) то втрачаються властивості заглушення спотворень. Отже, у вихідному сигналі з'явиться паразитна складова, дзеркально відображена відносно області розділення каналів блока фільтрів, як це показано на Фіг.3. Цього не відбувається для комплексного варіанту, як підкреслено в документі РСТ/ЗЕО2/006261, де вихідний сигнал, «-- показаний на Фіг.А4, не зазнає збурення паразитними складовими. Щоб уникнути паразитних складових, які викликають сильне інтермодуляційне спотворення вихідного сигналу, даним винаходом пропонується, що два о сусідні канали, які охоплюють одну синусоїдальну складову, наприклад, канали 18 і 19 на Фіг.1, повинні бути со змінені однаково, тобто коефіцієнт підсилення, застосований до цих двох каналів, повинен бути ідентичним.
Надалі це називатиметься, як спарене підсилення цих каналів. При цьому, звичайно, мається на увазі, що для б зменшення спотворень від накладання спектрів у жертву приноситься роздільна здатність по частоті коректора рч- обвідної. Проте, при заданій достатній кількості каналів, втрата роздільної здатності по частоті є невеликою ціною, яку маємо заплатити за відсутність сильного інтермодуляційного спотворення.
Щоб оцінити, які канали повинні мати спарене підсилення, у даному винаході пропонується використати « внутрішньодіапазонний лінійний прогноз. Якщо використовується лінійний прогноз нижчого порядку, наприклад, поліном ГРС другого порядку, то цей інструмент частотного аналізу може розрізнити одну синусоїдальну - с складову в кожному каналі. Слідкуючи за знаком першого коефіцієнта полінома предиктора, легко визначити, де ц розташована синусоїдальна складова, у верхній чи в нижчій половині діапазону частот каналу піддіапазону. "» Прогнозний поліном другого порядку
А(2)-1-а1271-ао272 (1) -І одержують з допомогою лінійного прогнозу з використанням методу автокореляції або коваріантного методу іс, для кожного каналу в блоці фільтрів ОМЕ, який буде підданий корекції обвідної спектра. Знак для каналу блока
Га фільтрів ОМЕ визначається як: о 50 () а (МК якщо ва,ко відп) т х Оск«И, (у якщо що де К - номер каналу, М - число каналів, і де взято до уваги інверсію частоти кожного з інших каналів ОМЕ.
ГФ) Отже, для кожного каналу можна оцінити, де розташована сильна тональна складова, і, таким чином, згрупувати разом канали, які охоплюють одну сильну синусоїдальну складову. На Фіг.5 показано знак кожного каналу, а о отже, показано, в якій половині каналу піддіапазону розташована синусоїдальна складова, тут ї-1 вказує на верхню половину, а -1 вказує на нижню половину. Винаходом пропонується, що для уникнення паразитних 60 складових коефіцієнти підсилення каналів піддіапазонів повинні бути згруповані для тих каналів, де канал К має від'ємний знак, а канал К-1 має додатній знак. Відповідно, знаки каналів, що ілюструються фігурою 5, дають необхідне групування згідно з Фіг.б, де згруповані канали 16 і 17, згруповані канали 18 і 19, згруповані канали 21 і 22, і згруповані канали 23 і 24. Це означає, що значення підсилення 9,(т) для згрупованих каналів К і К-1 розраховуються разом, а не окремо, згідно з: б5
1. (8) б (п)»о (туш ї (п) кат) ін нй і стін йй ЕЕ (те (ту: шк - - Кк " Каї " де ЕТ (т) - базисна енергія, а Е (т) - енергія, оцінена в точці т у часі. Це гарантує, що згруповані канали дістануть однакові значення підсилення. Таке групування коефіцієнтів підсилення зберігає властивості блока фільтрів щодо заглушення спотворень і дає вихідний сигнал згідно з Фіг.7. Тут очевидно, що паразитні 70 складові, які присутні на Фіг.3, зникли. Якщо сильна синусоїдальна складова відсутня, то нулі все-таки будуть розташовані в кожній половині 2- площини, що вказано знаком каналу, і канали будуть відповідним чином групуватися. Це означає, що немає жодної потреби визначати з допомогою детектування, чи є там сильна тональна складова, чи ні.
У дійсно-значному блоці фільтрів оцінка енергії не є прямою, як у комплексному зображенні. Якщо енергія 75 обчислена шляхом підсумовування квадратів вибірок піддіапазонів одного каналу, то є ризик відстежування часової обвідної сигналу замість фактичної енергії. Це пов'язано з тим фактом, що синусоїдальна складова може мати довільну частоту від 0 до ширини каналу блока фільтрів. Якщо в каналі блока фільтрів присутня синусоїдальна складова, вона може мати дуже низьку відносну частоту, хоча в первинному сигналі вона є синусоїдальною складовою з високою частотою. Оцінювання енергії цього сигналу в дійсно-значній системі стає складним, оскільки, якщо час усереднення вибраний погано відносно частоти синусоїдальної складової, то може виникнути амплітудна модуляція звукового тону (коливання амплітуди), коли насправді енергія сигналу фактично незмінна. Проте, даним винаходом пропонується, що канали блока фільтрів повинні бути згруповані по два при заданому місцезнаходженні синусоїдальних складових. Це істотно зменшує проблему амплітудної модуляції звукового тону, як буде показано нижче. с
У блоці фільтрів з косинусоїдальною модуляцією аналізуючі фільтри пК(п) є косинус-модульованою версією симетричного фільтра-прототипу ро(п) нижніх частот: і) (4) пло а ДЕ да(піюсюі Е (ожчіди-- Я - ям ше о со де М - число каналів, К-О, 1,...М-1, М - порядок фільтра-прототипу і п-0, 1,....М. Тут передбачається, що симетрія фільтра-прототипу встановлена відносно п-М/2. Наведені нижче виведення подібні у випадку о половини симетрії вибірки. рч-
При заданому вхідному синусоїдальному сигналі х(п) - Асов(Опнве) з частотою 0сО сл сигнал каналу К»1 може бути приблизно розрахований за формулою:
РЕ ШЕ І ма в) « 0 нт ДО зі нт пювірми тету но) 2 с . . ;» " де Р(ю) - дійсно-значне дискретне у часі Фур'є-перетворення зміщеного фільтра-прототипу р о(п-М/2).
Наближення гарне, коли член Р(ожд(К1/2)/М) малий, і це витримується, зокрема, якщо Р( о) незначне для |ю|»л/М, ця гіпотеза лежить в основі наступного обговорення. Для корекції обвідної спектра енергію, - усереднену в межах піддіапазону К, можна обчислити, як се) (6)
Ф Бод бінней «кр нів о 50 -ь де м(п) - вікно довжиною ГІ. Підстановка рівняння (5) в рівняння (6) приводить до (7 5 але в ідемо) Пет рчісвкіен вовк «столи, о де ч(о) - це фазовий член, який не залежить від К, а ММ) - дискретне в часі Фур'є-перетворення вікна. Ця о енергія може надзвичайно пульсувати, якщо частота о близька до цілого кратного л/М, хоча вхідний сигнал є стаціонарною синусоїдою. В системі, в основі якої лежать оцінки енергії такого єдиного каналу дійсно-значного бо аналізуючого блоку, з'являтимуться артефакти типу амплітудної модуляції звукового тону.
З іншого боку, в припущенні, що д(К-1/2)3/мМ«Оо«(КА1/2УМ і що Р(е) можна знехтувати для |о|»л/М, ненульові вихідні сигнали мають лише піддіапазонні канали К і К-1ї, і ці канали будуть групуватися разом, як пропонується даним винаходом. Оцінка енергії на основі цих двох каналів дорівнює: б5 вин М В МИ зас ет|о- рак 5 «в|днжах -9 та ї : І Ї Ї (19) тк за -
Для найбільш корисних конструкцій фільтрів-прототипів, витримується, що в заданому вище діапазоні частот член (о) приблизно постійний. До того ж, якщо вікно стій) має характер фільтра нижніх частот, то |є01 набагато менше, ніж, |ММ(0О)), так що флуктуації оцінки енергії згідно з рівнянням (8) істотно менші, ніж флуктуації згідно з рівнянням (7).
На Фіг.8 показано запропонований пристрій для корекції обвідної спектра сигналу. Запропонований пристрій містить засоби 80 для забезпечення множини сигналів піддіапазонів. Слід відмітити, що сигнал піддіапазону зв'язаний з номером К каналу, який вказує на діапазон частот, котрий охоплюється цим сигналом піддіапазону.
Сигнал піддіапазону починається від фільтра каналу, що має номер К в аналізуючому блоці фільтрів.
Аналізуючий блок фільтрів має велику кількість фільтрів каналів, причому фільтр каналу з номером К має певний відклик каналу, який частково перекривається з відкликом каналу сусіднього фільтра, що має нижчий номер К-1 с каналу. Часткове перекриття відбувається в певному інтервалі перекриття. Щодо інтервалів перекриття о пошлемося на фігури 1, З, 4 і 7, де штриховими лініями показано часткове перекриття імпульсних відкликів сусідніх фільтрів каналів аналізуючого блока фільтрів.
Вихідні сигнали піддіапазонів, вироблені засобами 80 з Фіг.8, є вхідними сигналами для засобів 82 перевірки сигналів піддіапазонів щодо тих складових сигналу, які генерують спотворення при накладанні «- спектрів. Зокрема, засоби 82 виконані зі здатністю перевіряти сигнал піддіапазону, пов'язаний з каналом номер о
К, і перевіряти сигнал сусіднього піддіапазону, що пов'язаний з каналом номер К-1. Це має визначити, чи мають сигнал піддіапазону і сигнал сусіднього піддіапазону, в інтервалі їх часткового перекриття, складові сигналу, Ге) які генерують спотворення, наприклад, синусоїдальну складову, як це показано на Фіг.1. Тут слід відмітити, що Фу синусоїдальна складова сигналу, наприклад, у сигналі піддіапазону, який пов'язаний з каналом номер 15, не знаходиться в інтервалі часткового перекриття. Те ж саме стосується синусоїдальної складової сигналу в - сигналі піддіапазону, який пов'язаний з каналом номер 20. Що стосується інших синусоїдальних складових, показаних на Фіг.1, то стає зрозумілим, що вони знаходяться в інтервалах часткового перекриття сигналів відповідних сусідніх піддіапазонів. «
Засоби 82 перевірки виконані зі здатністю ідентифікувати сигнали двох сусідніх піддіапазонів, які в інтервалі їх часткового перекриття мають складову сигналу, що генерує спотворення. Засоби 82 приєднані до т с засобів 84 для розрахунку значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів. Зокрема, засоби 84 ж виконані зі здатністю обчислювати перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення для ,» сигналу піддіапазону, з одного боку, і сигналу сусіднього піддіапазону, з іншого боку. Обчислення виконується як відповідь на позитивний результат засобів перевірки. Зокрема, засоби для розрахунку виконані зі здатністю визначати перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення, які не є незалежними одне - від одного, а залежать одне від одного. со Засоби 84 дають на виході перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення. У цьому відношенні слід відмітити, що у варіанті здійснення винаходу, якому віддається перевага, перше значення о корекції підсилення і друге значення корекції підсилення рівні одне одному. У разі зміни значень корекції о 50 підсилення, які були вирахувані, наприклад, у шифраторі з копіюванням смуги спектра (ЗВК), обидва змінені значення корекції підсилення, які відповідають первинним ЗВК значенням корекції підсилення, менші, ніж верхнє -з значення серед первинних значень, і більші, ніж нижче значення серед первинних, як це буде пояснено пізніше.
Отже, засоби 84 для розрахунку значень корекції підсилення обчислюють два значення корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів. Ці значення корекції підсилення і безпосередньо сигнали піддіапазонів подаються до засобів 86 для корекції підсилення сигналів сусідніх піддіапазонів з використанням обчислених о значень корекції підсилення. Корекція підсилення виконується засобами 86, переважно, множенням вибірок піддіапазонів на значення корекції підсилення, так що значення корекції підсилення - це коефіцієнти їмо) підсилення для корекції. Іншими словами, корекція підсилення сигналу піддіапазону, що має кілька вибірок, здійснюється шляхом множення кожної вибірки з цього піддіапазону на коефіцієнт підсилення для корекції, який 60 був вирахуваний для відповідного піддіапазону. Таким чином, корекцією підсилення не зачіпається тонка структура сигналу піддіапазону. Іншими словами, відносні значення амплітуд вибірок піддіапазонів зберігаються, тоді як абсолютні значення амплітуд вибірок змінені за рахунок множення цих вибірок на значення корекції підсилення, пов'язане з відповідним сигналом піддіапазону.
На виході засобів 86 отримуємо скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів. Коли ці скориговані по 65 підсиленню сигнали піддіапазонів подають на вхід синтезуючого блока фільтрів, який переважно є дійсно-значним синтезуючим блоком фільтрів, то вихідний сигнал цього синтезуючого блока фільтрів, тобто синтезований вихідний сигнал, не проявляє істотних паразитних складових, як описано вище у зв'язку з Фіг.7.
Тут слід відмітити, що коли значення підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів зроблені рівними один одному, то можна одержати повне заглушення паразитних складових. Проте, можна одержати як мінімум
Зменшення паразитних складових, коли значення корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів вирахувані залежно одне від одного. Коли значення корекції підсилення повністю не рівні одне одному, але ближчі одне до одного, ніж у випадку, де не виконано жодних кроків згідно з винаходом, то це вже означає, що отримано поліпшення ситуації із спотворенням від накладання спектрів.
Зазвичай, даний винахід використовують у поєднанні з копіюванням смуги спектра (ЗВК) або з 7/0 високочастотним відновленням (НЕК), яке детально описано в документі МУО 98/57436 А2).
Як відомо, копіювання смуги спектра або високочастотне відновлення містять певні кроки з боку шифратора, як і певні кроки з боку дешифратора.
У шифраторі, первинний сигнал, що має повну ширину смуги пропускання, кодується початковим шифратором. Початковий шифратор виробляє вихідний сигнал, тобто кодовану версію первинного сигналу, в /5 якому одна або більше з частотних смуг, які входили в первинний сигнал, більше не включаються в кодовану версію цього первинного сигналу. Звичайно, кодована версія первинного сигналу містить лише низькочастотну смугу первинної ширини смуги пропускання. Високочастотна смуга первинної ширини смуги пропускання первинного сигналу не входить у кодовану версію первинного сигналу. З боку шифратора, додатково, існує аналізатор обвідної спектра, призначений для аналізу обвідної спектра первинного сигналу в смугах, котрі 2о втрачаються в кодованій версії первинного сигналу. Ця втрачена смуга є, наприклад, високочастотною смугою.
Аналізатор обвідної спектра виконаний зі здатністю створювати грубе представлення обвідної тієї смуги, котра втрачена в кодованій версії первинного сигналу. Це грубе представлення обвідної спектра може бути генероване кількома способами. Один спосіб полягає у пропусканні відповідної частини частот первинного сигналу Через аналізуючий блок фільтрів, так що у відповідному діапазоні частот для відповідних каналів одержують сч відповідні сигнали піддіапазонів, та в обчисленні енергії кожного піддіапазону, і ці значення енергії є грубим представленням обвідної спектра. і)
Інша можливість полягає в тому, щоб провести Фур'є-аналіз втраченої смуги і вирахувати енергію цієї втраченої смуги частот шляхом обчислення середньої енергії спектральних коефіцієнтів у такій групі, як критична смуга, якщо розглядаються звукові сигнали, використовуючи групування відповідно до добре відомої «- зо шкали Барка.
У цьому випадку грубе представлення обвідної спектра складається з певних базисних значень енергії, о причому з певною смугою частот пов'язане одне базисне значення енергії. Далі шифратор 5ВК ущільнює це со грубе представлення обвідної спектра разом з кодованою версією первинного сигналу, аби сформувати вихідний сигнал, який передається до приймального пристрою або до готового до ЗВК копіювання дешифратора. б»
Готовий до ЗВК копіювання дешифратор, як відомо, виконаний зі здатністю генерувати втрачену смугу М частот, використовуючи певні або всі частотні смуги, отримані при дешифруванні кодованої версії первинного сигналу, аби отримати дешифровану версію цього первинного сигналу. Природно, що дешифрована версія первинного сигналу також не містить втраченої смуги. Тепер ця втрачена смуга відновлюється копіюванням смуги спектра з використанням смуг, які включені в первинний сигнал. Зокрема, в дешифрованій версії « первинного сигналу вибирають одну або кілька смуг і копіюють їх у смуги, які повинні бути відновлені. Далі з с коригується тонка структура скопійованих сигналів піддіапазонів або частотно/спектральних коефіцієнтів, з . допомогою значень корекції підсилення, які розраховані з використанням фактичної енергії сигналу а піддіапазону, що був скопійованим, з одного боку, і з використанням базисної енергії, яку витягують із грубого представлення обвідної спектра, котре було передане від шифратора до дешифратора. Звичайно,
Коефіцієнт підсилення для корекції розраховують шляхом визначення відношення між базисною енергією і -І фактичною енергією та шляхом добування квадратного кореня з цієї величини.
Це ситуація, яка була описана раніше з посиланням на Фіг.2. Зокрема, на Фіг.2 показані значення корекції ісе) підсилення, які були визначені, наприклад, блоком корекції підсилення при високочастотному відновленні або у 2) готовому до ЗВК копіювання дешифраторі.
Запропонований пристрій, який показано на Фіг.8, може бути використаним для повної заміни звичайного о пристрою корекції ЗВК-підсилення або може використовуватися для збільшення можливостей відомого як пристрою корекції підсилення. У першому випадку значення корекції підсилення визначаються для сигналів сусідніх піддіапазонів, які залежать один від одного, якщо сигнали сусідніх піддіапазонів мають проблему спотворення від накладання спектрів. Це означає, що у відкликах, котрі частково перекриваються, тих фільтрів, ов З яких походять сигнали сусідніх піддіапазонів, були присутні складові сигналу, що генерують спотворення, наприклад, тональна складова сигналу, як це обговорювалося у зв'язку з Фіг1. У цьому випадку, значення (Ф. корекції підсилення обчислюються з допомогою базисних енергій, переданих від готового до ЗВК копіювання ка шифратора і з допомогою оцінки для енергії скопійованих сигналів піддіапазонів, а також у відповідь засобам перевірки сигналів піддіапазонів щодо складових сигналу, які генерують спотворення при накладанні спектрів. во В іншому випадку, де для посилення робочих можливостей існуючого готового до ЗВК копіювання дешифратора використовують запропонований пристрій, засоби для обчислення значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів можуть бути виконані так, що вони відновлюють значення корекції підсилення сигналів двох сусідніх піддіапазонів, котрі мають проблему спотворення. Оскільки типовий готовий до ЗВК копіювання шифратор ніяк не бере до уваги проблеми спотворення від накладання спектрів, то ці б5 Значення корекції підсилення для сигналів цих двох сусідніх піддіапазонів не залежать один від одного.
Запропоновані засоби для розрахунку значень корекції підсилення виконані зі здатністю одержувати обчислені значення корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів, які базуються на двох відновлених "оригінальних" значеннях корекції підсилення. Це можна зробити кількома способами. Перший спосіб полягає в тому, щоб зробити друге значення корекції підсилення рівним першому значенню корекції підсилення. Інша
Можливість - зробити перше значення корекції підсилення рівним другому значенню корекції підсилення. Третя можливість - вирахувати середню величину з обох первинних значень корекції підсилення і використати цю середню величину як перше вирахуване значення корекції підсилення і друге вирахуване значення корекції обвідної. Іншою можливістю міг би бути вибір різних або однакових першого і другого вирахуваних значень корекції підсилення, які обидва менші, ніж верхнє первинне значення корекції підсилення, і які обидва більші, 7/0. Ніж нижче значення корекції підсилення серед двох первинних значень корекції підсилення. Коли порівняти Фіг.2 і Фігб, то стає зрозуміло, що обидва, і перше і друге значення корекції підсилення для двох сусідніх піддіапазонів, які були обчислені залежними одне від одного, є більшими, ніж первинне нижче значення, і обидва є меншими, ніж первинне верхнє значення.
Відповідно до іншого варіанту здійснення даного винаходу, в якому готовий до ЗВК копіювання шифратор /5 вже виконує особливі функції по забезпеченню сигналів піддіапазонів (блок 80 на Фіг.8), перевірка сигналів піддіапазонів щодо складових сигналу, які генерують спотворення при накладанні спектрів (блок 82 на Фіг.8), і розрахунок значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів (блок 84) виконуються в готовому до ЗВК копіювання шифраторі, який не здійснює жодних операцій з корекції підсилення. В цьому випадку засоби для розрахунку, позначені позицією 84 на Фіг.8, з'єднані із засобами для виведення першого і другого обчислених значень корекції підсилення і їх передавання до дешифратора.
В цьому випадку дешифратор одержуватиме грубе представлення обвідної спектра вже із "зменшеним спотворенням від накладання спектрів", переважно, разом із вказівкою, що групування сигналів сусідніх піддіапазонів, з метою зменшення спотворення, вже проведене. Далі, не потрібно проводити ніяких видозмін звичайного З5ВК-дешифратора, оскільки значення корекції підсилення вже знаходяться в потрібній формі, так що сч р; синтезований сигнал не покаже ніякого спотворення від накладання спектрів.
Далі описані певні варіанти реалізації засобів 80 для забезпечення сигналів піддіапазонів. У випадку, о коли даний винахід застосовується в шифраторі найновішої конструкції, засобами для забезпечення множини сигналів піддіапазонів є аналізатор, призначений для аналізу втраченої смуги частот, тобто, тієї смуги частот, яка не входить у кодовану версію первинного сигналу. «- зо У випадку, коли даний винахід застосовується в дешифраторі найновішої конструкції, засобами для забезпечення множини сигналів піддіапазонів може бути аналізуючий блок фільтрів, призначений для аналізу о розшифрованої версії первинного сигналу, об'єднаний з ЗВК пристроєм для переміщення сигналів со низькочастотних піддіапазонів до високочастотних каналів піддіапазонів. Однак, у випадку, коли кодована версія первинного сигналу безпосередньо містить квантизовані і потенційно ентропійно-кодовані сигнали Ме піддіапазонів, то засоби для забезпечення не містять аналізуючого блока фільтрів. У цьому випадку засоби для М забезпечення виконані зі здатністю витягнути ентропійно-розкодовані і розквантизовані сигнали піддіапазонів із сигналу, переданого на вхід дешифратора. Засоби для забезпечення виконані також зі здатністю переміщувати такі витягнуті сигнали низькочастотних піддіапазонів, відповідно до будь-якого з відомих правил переміщення, до високочастотної смуги, як це відомо для копіювання смуги спектра або високочастотного « відновлення. з с На Фіг.9 показана взаємодія аналізуючого блока фільтрів (який може бути розміщеним в шифраторі або . дешифраторі) і синтезуючого блока 90 фільтрів, який розміщений в ЗВК-дешифраторі. Синтезуючий блок 90 а фільтрів, що знаходиться в дешифраторі, виконаний зі здатністю одержувати скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів, аби синтезувати сигнал високочастотної смуги, який надалі, після синтезу, приєднують до розшифрованої версії первинного сигналу, аби одержати повносмуговий розшифрований сигнал. -І Альтернативно, всю первинну частотну смугу можна перекрити дійсно-значним синтезуючим блоком фільтрів, внаслідок чого на низькочастотні канали синтезуючого блока 90 фільтрів подаються сигнали піддіапазонів, які іс, являють собою розшифровану версію первинного сигналу, тоді як на високочастотні канали фільтра подаються 2) скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів, що є вихідними для засобів 84 з Фіг.8в.
Як підкреслювалося раніше, запропонований розрахунок значень корекції підсилення, залежних одне від о одного, дозволяє комбінувати комплексний аналізуючий блок фільтрів і дійсно-значний синтезуючий блок ке фільтрів або комбінувати дійсно-значний аналізуючий блок фільтрів і дійсно-значний синтезуючий блок фільтрів, зокрема, для здешевлення дешифрування.
На Фіг.10 показано переважний варіант здійснення засобів 82 для перевірки сигналів піддіапазонів. Як ов наголошувалося раніше у відношенні Фіг.5, засоби 82 для перевірки з Фіг.8 включають засоби 100 для визначення коефіцієнта полінома предиктора нижчого порядку для сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього (Ф) піддіапазону, які й дають коефіцієнти поліномів предиктора. Як підкреслювалося стосовно рівняння (1), ко вираховують, переважно, перший поліномний коефіцієнт предиктора для прогнозного полінома другого порядку, як визначається в рівнянні (1). Засоби 100 приєднані до засобів 102 для визначення знаку коефіцієнта для во сигналів сусідніх піддіапазонів. Відповідно до здійснення даного винаходу, якому віддається перевага, засоби 102 для визначення виконані зі здатністю обчислювати рівняння (2), внаслідок чого одержуємо сигнал піддіапазону і сигнал сусіднього піддіапазону. Знак для сигналу піддіапазону, одержаний засобами 102, залежить, з одного боку, від знаку коефіцієнта полінома предиктора, а з іншого боку, від номера каналу або номера К піддіапазону. Засоби 102 з Фіг.10 з'єднані із засобами 104, призначеними для аналізу знаків, щоб б5 визначити сигнали сусідніх піддіапазонів, котрі мають складові, що створюють проблеми спотворення від накладання спектрів.
Зокрема, згідно з варіантом здійснення даного винаходу, якому віддається перевага, засоби 104 виконані зі здатністю визначати сигнали піддіапазонів, як такі сигнали піддіапазонів, що мають сигнальні складові, котрі генеруюють спотворення, у випадку, коли сигнал піддіапазону з меншим номером каналу має додатній знак, а бигнал піддіапазону з більшим номером каналу має від'ємний знак. Коли розглядати Фіг.5, то стає зрозумілим, що ця ситуація виникає для сигналів піддіапазонів 16 і 17, а тому сигнали піддіапазонів 16 і 17 визначаються, як сигнали сусідніх піддіапазонів, що мають зв'язані значення корекції підсилення. Те саме справджується для сигналів піддіапазонів 18 і 19 або сигналів піддіапазонів 21 і 22 або сигналів піддіапазонів 23 і 24.
Тут слід відмітити, що, альтернативно, може бути використаним також інший прогнозний поліном, тобто, 7/0 прогнозний поліном третього, четвертого або п'ятого порядку, і що також може бути використаним інший коефіцієнт полінома для визначення знака, наприклад, коефіцієнт прогнозного полінома при членах другого, третього або четвертого порядку. Однак, процедура, показана щодо рівнянь 1 і 2, є переважною, оскільки вона передбачає малі витрати на розрахунки.
На Фіг.11 показано переважне виконання засобів для розрахунку значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів, відповідно до здійснення даного винаходу, якому віддається перевага. Зокрема, засоби 84 з Фіг.8 містять засоби 110, призначені, щоб указувати базисну енергії для сусідніх піддіапазонів, засоби 112 для розрахунку оцінених енергій для сусідніх піддіапазонів і засоби 114 для визначення першого і другого значень корекції підсилення. Перевага віддається випадку, коли перше значення 49 К корекції підсилення і друге значення 9 1 корекції підсилення рівні. Засоби 114 виконані зі здатністю розв'язувати рівняння (3), як 2о показано вище. Слід відмітити, що звичайно відомості про базисну енергію для сусідніх піддіапазонів одержують з кодованого вихідного сигналу звичайного шифратора ЗВК. Зокрема, значення базисної енергії являють собою інформацію про грубе представлення обвідної спектра, яка генерується звичайним готовим до 5ВК копіювання шифратором.
Винахід стосується також способу корекції обвідної спектра сигналу з використанням блока фільтрів, де сч згаданий блок фільтрів містить дійсно-значну аналізуючу частину і дійсно-значну синтезуючу частину або де згаданий блок фільтрів містить комплексну аналізуючу частину і дійсно-значну синтезуючу частину, де нижчий по і) частоті канал і сусідній, вищий по частоті, канал змінюють з допомогою одного і того ж значення підсилення, якщо згаданий нижчий канал має додатній знак, а згаданий вищий канал має від'ємний знак, внаслідок чого підтримується співвідношення між вибірками піддіапазонів згаданого нижчого каналу і вибірками піддіапазонів «- зо згаданого вищого каналу.
У викладеному вище способі згадане значення підсилення обчислюють, переважно, використовуючи о усереднену енергію згаданих сусідніх каналів. со
Залежно від обставин, запропонований спосіб корекції обвідної спектра може бути реалізованим у технічних засобах або в програмному забезпеченні. Це впровадження може здійснюватися на цифровому носії даних, Ме зв такому як диск або СО, у якого керуючі сигнали можуть бути прочитані електронним методом і який, щоб ї- здійснити запропонований спосіб, може взаємодіяти з програмованою обчислювальною системою.

Claims (19)

  1. Формула винаходу « -
  2. с 1. Пристрій для корекції обвідної спектра сигналу, що містить: засоби (80) для формування множини сигналів піддіапазонів, де сигнал піддіапазону зв'язаний з каналом :з» номер К, який вказує на діапазон частот, що охоплюється сигналом піддіапазону, а сигнал піддіапазону походить з фільтра каналу, котрий має номер К в аналізуючому блоці фільтрів, який складається з множини фільтрів для каналів, де фільтр каналу з номером К має відклик каналу, який частково перекривається з відкликом фільтра -1 сусіднього каналу з номером К-1 в інтервалі їх часткового перекриття; засоби (82) для перевірки сигналу піддіапазону, який зв'язаний з каналом номер К і для перевірки сигналу іс), сусіднього піддіапазону, що зв'язаний з каналом номер К-1, щоб визначити, чи мають сигнал піддіапазону і с сигнал сусіднього піддіапазону, в інтервалі часткового перекриття, складові сигналу, які генерують 50р спотворення від накладання спектрів; о засоби (84) для розрахунку першого значення корекції підсилення і другого значення корекції підсилення кч для сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону, як відповідь на позитивний результат засобів для перевірки, де засоби для розрахунку виконані з можливістю визначення першого значення корекції підсилення і другого значення корекції підсилення, які залежать одне від одного; та засоби (86) для корекції підсилення сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону з використанням першого і другого значень корекції підсилення або для виводу першого і другого значень корекції (Ф; підсилення для їх передавання або запам'ятовування. ГІ 2. Пристрій за п. 1, у якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю обчислювання знаків сигналів піддіапазонів на основі коефіцієнтів прогнозних поліномів для сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього во піддіапазону (100, 102) і вказування (104) позитивного результату, якщо знаки мають попередньо визначений взаємозв'язок один з одним.
  3. З. Пристрій за п. 2, в якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю застосування методу автокореляції або коваріантного методу.
  4. 4. Пристрій за пунктом 2 або 3, в якому прогнозний поліном є поліномом нижчого порядку, котрий має 65 коефіцієнт першого порядку, де порядок полінома нижчого порядку менший, ніж 4, і в якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю використовування коефіцієнта першого порядку для обчислення знаків сигналів піддіапазонів.
  5. 5. Пристрій за пунктами 2, З або 4, в якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю обчислювання знака для сигналу піддіапазону на основі наступного рівняння: х , «КМ (2), ! С-І) сякщо фу ко вірліг) - --ЩщИМУЗМШЗШЗВЗУЗТУултнНЬу (СН, дкщо а, 20 16 де К - номер каналу, а т - коефіцієнт першого порядку.
  6. 6. Пристрій за будь-яким із пунктів від 2 до 5, в якому попередньо визначений взаємозв'язок встановлено таким чином, що сигнал піддіапазону, зв'язаний з каналом номер К, має перший знак, а сигнал сусіднього піддіапазону, що зв'язаний з каналом номер К-1, має другий знак, який протилежний першому знаку.
  7. 7. Пристрій за п. 6, у якому перший знак від'ємний, а другий знак додатний. 19
  8. 8. Пристрій за п. 1, у якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю здійснювання тонального аналізу сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону з метою визначення тональної складової, яка має міру тональності, вищу за поріг тональності.
  9. 9. Пристрій за п. 8, у якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю визначання, чи знаходиться тональна складова в інтервалі часткового перекриття каналу К і каналу К-1.
  10. 10. Пристрій за будь-яким із попередніх пунктів, що містить, крім того, засоби для забезпечення першого базисного значення обвідної спектра для сигналу піддіапазону і другого базисного значення обвідної спектра для сигналу сусіднього піддіапазону (110), у якому засоби (84) для розрахунку виконані з можливістю визначання (112) першої енергетичної міри, котра вказує енергію сигналу піддіапазону і другої енергетичної міри, котра вказує енергію сигналу сусіднього с піддіапазону, та о у якому засоби (82) для перевірки виконані з можливістю обчислювання (114) першого і другого значень корекції підсилення на основі лінійної комбінації першого базисного значення обвідної спектра і другого базисного значення обвідної спектра або лінійної комбінації першої енергетичної міри або другої енергетичної міри. --
  11. 11. Пристрій за будь-яким із попередніх пунктів, у якому засоби (84) для розрахунку виконані з можливістю о обчислювання першого і другого значень корекції підсилення так, щоб вони відрізнялися менше, ніж на величину наперед визначеної границі, або були рівними одне одному. ме)
  12. 12. Пристрій за п. 11, у якому наперед визначена границя нижча або дорівнює 6 ав. Ге!
  13. 13. Пристрій за будь-яким із попередніх пунктів, що містить, крім того, засоби для забезпечення Зо незміненого першого значення корекції підсилення для сигналу піддіапазону і незміненого другого значення ї- корекції підсилення для сигналу сусіднього піддіапазону, та у якому засоби (84) для розрахунку виконані з можливістю обчислювання першого і другого значень корекції підсилення так, щоб обидва з них були більшими або дорівнювали нижчому значенню з першого і другого « незмінених значень корекції підсилення, і були меншими або дорівнювали вищому значенню з першого і другого незмінених значень корекції підсилення. З с
  14. 14. Пристрій за п. 13, у якому незмінене перше значення корекції підсилення і незмінене друге значення "» корекції підсилення є вказівними для обвідної спектра первинного сигналу в частотній смузі, причому ця смуга " частот має бути відновлена за допомогою копіювання смуги спектра.
  15. 15. Пристрій за будь-яким із попередніх пунктів, що містить, крім того, синтезуючий блок (90) фільтрів для фільтрації відкоригованих за підсиленням сигналів піддіапазонів, щоб одержати синтезований вихідний - сигнал. Ге)
  16. 16. Пристрій за будь-яким із попередніх пунктів, у якому аналізуючий блок фільтрів є дійсно-значним блоком фільтрів, та в якому синтезуючий блок фільтрів є дійсно-значним блоком фільтрів. о
  17. 17. Пристрій за будь-яким із пунктів 1-15, в якому аналізуючий блок фільтрів є комплексно-значним блоком о 20 фільтрів, і в якому синтезуючий блок фільтрів є дійсно-значним блоком фільтрів.
  18. 18. Пристрій за будь-яким із попередніх пунктів, у якому засоби (84) для розрахунку виконані з можливістю -6ь обчислювання першого значення корекції підсилення і другого значення корекції підсилення на основі усередненої енергії сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону.
  19. 19. Спосіб корекції обвідної спектра сигналу, що включає: 29 забезпечення (80) множини сигналів піддіапазонів, де сигнал піддіапазону зв'язаний з каналом номер К, Ф! який вказує на діапазон частот, що охоплюється сигналом піддіапазону, а сигнал піддіапазону походить з фільтра каналу, котрий має номер К в аналізуючому блоці фільтрів, який складається з множини фільтрів для де каналів, де фільтр каналу з номером К має відклик каналу, який частково перекривається з відкликом фільтра сусіднього каналу з номером К-1 в інтервалі їх часткового перекриття; 60 перевірку (82) сигналу піддіапазону, який зв'язаний з каналом номер К, і перевірку сигналу сусіднього піддіапазону, що зв'язаний з каналом номер К-1, щоб визначити, чи мають сигнал піддіапазону і сигнал сусіднього піддіапазону, в інтервалі часткового перекриття, складові сигналу, які генерують спотворення від накладання спектрів; розрахунок (84) першого значення корекції підсилення і другого значення корекції підсилення для сигналу бо піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону, як відповідь на позитивний результат засобів для перевірки,
    де засоби для розрахунку виконані з можливістю визначання першого значення корекції підсилення і другого значення корекції підсилення, які залежать одне від одного; та корекцію (86) підсилення сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону з використанням першого і другого значень корекції підсилення або вивід першого і другого значень корекції підсилення для їх передавання або запам'ятовування. с з (8) «- «в) (зе) (о) і - -
    с
    І.Й и? -І се) (95) - Шк - іме) 60 б5
UAA200502437A 2002-09-18 2003-08-27 Device and method for adjusting offilter spectral envelope UA79301C2 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE0202770A SE0202770D0 (sv) 2002-09-18 2002-09-18 Method for reduction of aliasing introduces by spectral envelope adjustment in real-valued filterbanks
PCT/EP2003/009485 WO2004027998A2 (en) 2002-09-18 2003-08-27 Method for reduction of aliasing introduced by spectral envelope adjustment in real-valued filterbanks

Publications (1)

Publication Number Publication Date
UA79301C2 true UA79301C2 (en) 2007-06-11

Family

ID=20289031

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
UAA200502437A UA79301C2 (en) 2002-09-18 2003-08-27 Device and method for adjusting offilter spectral envelope

Country Status (17)

Country Link
US (18) US7577570B2 (uk)
EP (5) EP1635461B1 (uk)
JP (5) JP4328720B2 (uk)
KR (3) KR100697255B1 (uk)
CN (3) CN100466471C (uk)
AT (3) ATE315845T1 (uk)
AU (1) AU2003270114B2 (uk)
CA (7) CA2924914C (uk)
DE (4) DE60317722T2 (uk)
DK (3) DK2239847T3 (uk)
ES (5) ES2297600T3 (uk)
MX (1) MXPA05002628A (uk)
NO (12) NO345377B1 (uk)
SE (1) SE0202770D0 (uk)
UA (1) UA79301C2 (uk)
WO (1) WO2004027998A2 (uk)
ZA (1) ZA200500873B (uk)

Families Citing this family (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE0202159D0 (sv) 2001-07-10 2002-07-09 Coding Technologies Sweden Ab Efficientand scalable parametric stereo coding for low bitrate applications
US8605911B2 (en) 2001-07-10 2013-12-10 Dolby International Ab Efficient and scalable parametric stereo coding for low bitrate audio coding applications
DE60202881T2 (de) 2001-11-29 2006-01-19 Coding Technologies Ab Wiederherstellung von hochfrequenzkomponenten
SE0202770D0 (sv) * 2002-09-18 2002-09-18 Coding Technologies Sweden Ab Method for reduction of aliasing introduces by spectral envelope adjustment in real-valued filterbanks
EP1744139B1 (en) * 2004-05-14 2015-11-11 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Decoding apparatus and method thereof
US7558389B2 (en) * 2004-10-01 2009-07-07 At&T Intellectual Property Ii, L.P. Method and system of generating a speech signal with overlayed random frequency signal
FR2888699A1 (fr) * 2005-07-13 2007-01-19 France Telecom Dispositif de codage/decodage hierachique
JP4876574B2 (ja) 2005-12-26 2012-02-15 ソニー株式会社 信号符号化装置及び方法、信号復号装置及び方法、並びにプログラム及び記録媒体
US7590523B2 (en) * 2006-03-20 2009-09-15 Mindspeed Technologies, Inc. Speech post-processing using MDCT coefficients
DE102006047197B3 (de) 2006-07-31 2008-01-31 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals zur Reduktion von Aliasing-Effekten
US20080208575A1 (en) * 2007-02-27 2008-08-28 Nokia Corporation Split-band encoding and decoding of an audio signal
DE102008058496B4 (de) * 2008-11-21 2010-09-09 Siemens Medical Instruments Pte. Ltd. Filterbanksystem mit spezifischen Sperrdämpfungsanteilen für eine Hörvorrichtung
TWI618350B (zh) 2009-02-18 2018-03-11 杜比國際公司 用於高頻重建或參數立體聲之複指數調變濾波器組
TWI788752B (zh) * 2009-02-18 2023-01-01 瑞典商杜比國際公司 用於高頻重建或參數立體聲之複指數調變濾波器組
BR122019023947B1 (pt) 2009-03-17 2021-04-06 Dolby International Ab Sistema codificador, sistema decodificador, método para codificar um sinal estéreo para um sinal de fluxo de bits e método para decodificar um sinal de fluxo de bits para um sinal estéreo
TWI675367B (zh) 2009-05-27 2019-10-21 瑞典商杜比國際公司 從訊號的低頻成份產生該訊號之高頻成份的系統與方法，及其機上盒、電腦程式產品、軟體程式及儲存媒體
US11657788B2 (en) * 2009-05-27 2023-05-23 Dolby International Ab Efficient combined harmonic transposition
AU2013263712B2 (en) * 2009-05-27 2015-11-12 Dolby International Ab Efficient Combined Harmonic Transposition
JP5754899B2 (ja) 2009-10-07 2015-07-29 ソニー株式会社 復号装置および方法、並びにプログラム
WO2011048010A1 (en) 2009-10-19 2011-04-28 Dolby International Ab Metadata time marking information for indicating a section of an audio object
HUE071544T2 (hu) * 2009-10-21 2025-09-28 Dolby Int Ab Túlmintavételezés kombinált transzponáló szûrõbankban
ES2449476T3 (es) 2010-03-09 2014-03-19 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Aparato, procedimiento y programa de ordenador para procesar una señal de audio
EP2545551B1 (en) 2010-03-09 2017-10-04 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Improved magnitude response and temporal alignment in phase vocoder based bandwidth extension for audio signals
EP2545548A1 (en) 2010-03-09 2013-01-16 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for processing an input audio signal using cascaded filterbanks
JP5850216B2 (ja) 2010-04-13 2016-02-03 ソニー株式会社 信号処理装置および方法、符号化装置および方法、復号装置および方法、並びにプログラム
JP5609737B2 (ja) 2010-04-13 2014-10-22 ソニー株式会社 信号処理装置および方法、符号化装置および方法、復号装置および方法、並びにプログラム
AU2011239995B2 (en) * 2010-04-16 2014-01-16 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E. V. Apparatus, method and computer program for generating a wideband signal using guided bandwidth extension and blind bandwidth extension
US8665321B2 (en) * 2010-06-08 2014-03-04 Lg Electronics Inc. Image display apparatus and method for operating the same
KR101679570B1 (ko) * 2010-09-17 2016-11-25 엘지전자 주식회사 영상표시장치 및 그 동작방법
JP6075743B2 (ja) * 2010-08-03 2017-02-08 ソニー株式会社 信号処理装置および方法、並びにプログラム
JP5707842B2 (ja) 2010-10-15 2015-04-30 ソニー株式会社 符号化装置および方法、復号装置および方法、並びにプログラム
GB2484969B (en) * 2010-10-29 2013-11-20 Canon Kk Improved reference frame for video encoding and decoding
AU2011358654B2 (en) * 2011-02-09 2017-01-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Efficient encoding/decoding of audio signals
CN105225669B (zh) 2011-03-04 2018-12-21 瑞典爱立信有限公司 音频编码中的后量化增益校正
US9117440B2 (en) 2011-05-19 2015-08-25 Dolby International Ab Method, apparatus, and medium for detecting frequency extension coding in the coding history of an audio signal
US20130006644A1 (en) * 2011-06-30 2013-01-03 Zte Corporation Method and device for spectral band replication, and method and system for audio decoding
JP2013073230A (ja) * 2011-09-29 2013-04-22 Renesas Electronics Corp オーディオ符号化装置
JP6036073B2 (ja) * 2012-09-19 2016-11-30 富士通株式会社 送信ユニット、診断方法及び診断プログラム
JP6531649B2 (ja) 2013-09-19 2019-06-19 ソニー株式会社 符号化装置および方法、復号化装置および方法、並びにプログラム
US10692511B2 (en) 2013-12-27 2020-06-23 Sony Corporation Decoding apparatus and method, and program
US9577798B1 (en) * 2014-04-30 2017-02-21 Keysight Technologies, Inc. Real-time separation of signal components in spectrum analyzer
EP3350805B1 (en) 2015-09-18 2019-10-02 Dolby Laboratories Licensing Corporation Filter coefficient updating in time domain filtering
CN106549652B (zh) * 2015-09-18 2022-01-11 杜比实验室特许公司 时域滤波中的滤波器系数更新
EP3980994B1 (en) * 2019-06-05 2025-11-19 Harman International Industries, Incorporated Sound modification based on frequency composition
TWI866996B (zh) 2019-06-26 2024-12-21 美商杜拜研究特許公司 具有改善頻率解析度的低延遲音訊濾波器組
IL290390B2 (en) 2019-09-03 2025-05-01 Dolby Laboratories Licensing Corp Audio filter array with decoupling elements
CN114420148B (zh) * 2022-03-30 2022-06-14 北京百瑞互联技术有限公司 啸叫检测和抑制方法、装置、介质及设备

Family Cites Families (195)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3947827A (en) 1974-05-29 1976-03-30 Whittaker Corporation Digital storage system for high frequency signals
US4053711A (en) 1976-04-26 1977-10-11 Audio Pulse, Inc. Simulation of reverberation in audio signals
US4166924A (en) 1977-05-12 1979-09-04 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Removing reverberative echo components in speech signals
FR2412987A1 (fr) 1977-12-23 1979-07-20 Ibm France Procede de compression de donnees relatives au signal vocal et dispositif mettant en oeuvre ledit procede
US4330689A (en) 1980-01-28 1982-05-18 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Multirate digital voice communication processor
GB2100430B (en) 1981-06-15 1985-11-27 Atomic Energy Authority Uk Improving the spatial resolution of ultrasonic time-of-flight measurement system
DE3171311D1 (en) 1981-07-28 1985-08-14 Ibm Voice coding method and arrangment for carrying out said method
US4700390A (en) 1983-03-17 1987-10-13 Kenji Machida Signal synthesizer
US4667340A (en) 1983-04-13 1987-05-19 Texas Instruments Incorporated Voice messaging system with pitch-congruent baseband coding
US4672670A (en) 1983-07-26 1987-06-09 Advanced Micro Devices, Inc. Apparatus and methods for coding, decoding, analyzing and synthesizing a signal
US4700362A (en) 1983-10-07 1987-10-13 Dolby Laboratories Licensing Corporation A-D encoder and D-A decoder system
DE3374109D1 (en) * 1983-10-28 1987-11-19 Ibm Method of recovering lost information in a digital speech transmission system, and transmission system using said method
US4706287A (en) 1984-10-17 1987-11-10 Kintek, Inc. Stereo generator
JPH0212299Y2 (uk) 1984-12-28 1990-04-06
US4885790A (en) 1985-03-18 1989-12-05 Massachusetts Institute Of Technology Processing of acoustic waveforms
JPH0774709B2 (ja) 1985-07-24 1995-08-09 株式会社東芝 空気調和機
US4748669A (en) 1986-03-27 1988-05-31 Hughes Aircraft Company Stereo enhancement system
DE3683767D1 (de) 1986-04-30 1992-03-12 Ibm Sprachkodierungsverfahren und einrichtung zur ausfuehrung dieses verfahrens.
JPH0690209B2 (ja) 1986-06-13 1994-11-14 株式会社島津製作所 反応管の攪拌装置
US4776014A (en) 1986-09-02 1988-10-04 General Electric Company Method for pitch-aligned high-frequency regeneration in RELP vocoders
GB8628046D0 (en) 1986-11-24 1986-12-31 British Telecomm Transmission system
US5054072A (en) 1987-04-02 1991-10-01 Massachusetts Institute Of Technology Coding of acoustic waveforms
US5285520A (en) 1988-03-02 1994-02-08 Kokusai Denshin Denwa Kabushiki Kaisha Predictive coding apparatus
FR2628918B1 (fr) * 1988-03-15 1990-08-10 France Etat Dispositif annuleur d'echo a filtrage en sous-bandes de frequence
US5127054A (en) 1988-04-29 1992-06-30 Motorola, Inc. Speech quality improvement for voice coders and synthesizers
JPH0212299A (ja) 1988-06-30 1990-01-17 Toshiba Corp 音場効果自動制御装置
JPH02177782A (ja) 1988-12-28 1990-07-10 Toshiba Corp モノラルｔｖ音声復調回路
US5297236A (en) * 1989-01-27 1994-03-22 Dolby Laboratories Licensing Corporation Low computational-complexity digital filter bank for encoder, decoder, and encoder/decoder
DE68916944T2 (de) 1989-04-11 1995-03-16 Ibm Verfahren zur schnellen Bestimmung der Grundfrequenz in Sprachcodierern mit langfristiger Prädiktion.
CA2014935C (en) * 1989-05-04 1996-02-06 James D. Johnston Perceptually-adapted image coding system
US5309526A (en) * 1989-05-04 1994-05-03 At&T Bell Laboratories Image processing system
US5434948A (en) 1989-06-15 1995-07-18 British Telecommunications Public Limited Company Polyphonic coding
US5261027A (en) 1989-06-28 1993-11-09 Fujitsu Limited Code excited linear prediction speech coding system
US4974187A (en) 1989-08-02 1990-11-27 Aware, Inc. Modular digital signal processing system
US5054075A (en) * 1989-09-05 1991-10-01 Motorola, Inc. Subband decoding method and apparatus
US4969040A (en) 1989-10-26 1990-11-06 Bell Communications Research, Inc. Apparatus and method for differential sub-band coding of video signals
JPH03214956A (ja) 1990-01-19 1991-09-20 Mitsubishi Electric Corp テレビ会議装置
JPH0685607B2 (ja) 1990-03-14 1994-10-26 関西電力株式会社 薬液注入防護工法
JP2906646B2 (ja) * 1990-11-09 1999-06-21 松下電器産業株式会社 音声帯域分割符号化装置
US5293449A (en) 1990-11-23 1994-03-08 Comsat Corporation Analysis-by-synthesis 2,4 kbps linear predictive speech codec
US5632005A (en) * 1991-01-08 1997-05-20 Ray Milton Dolby Encoder/decoder for multidimensional sound fields
JP3158458B2 (ja) 1991-01-31 2001-04-23 日本電気株式会社 階層表現された信号の符号化方式
GB9104186D0 (en) 1991-02-28 1991-04-17 British Aerospace Apparatus for and method of digital signal processing
US5235420A (en) 1991-03-22 1993-08-10 Bell Communications Research, Inc. Multilayer universal video coder
JP2990829B2 (ja) 1991-03-29 1999-12-13 ヤマハ株式会社 効果付与装置
JP3050978B2 (ja) 1991-12-18 2000-06-12 沖電気工業株式会社 音声符号化方法
JPH05191885A (ja) 1992-01-10 1993-07-30 Clarion Co Ltd 音響信号イコライザ回路
JP3500633B2 (ja) 1992-02-07 2004-02-23 セイコーエプソン株式会社 マイクロエレクトロニクス・デバイスのエミュレーション方法及びエミュレーション装置並びにシミュレーション装置
US5559891A (en) 1992-02-13 1996-09-24 Nokia Technology Gmbh Device to be used for changing the acoustic properties of a room
US5765127A (en) 1992-03-18 1998-06-09 Sony Corp High efficiency encoding method
GB9211756D0 (en) 1992-06-03 1992-07-15 Gerzon Michael A Stereophonic directional dispersion method
US5278909A (en) 1992-06-08 1994-01-11 International Business Machines Corporation System and method for stereo digital audio compression with co-channel steering
US5436940A (en) * 1992-06-11 1995-07-25 Massachusetts Institute Of Technology Quadrature mirror filter banks and method
IT1257065B (it) 1992-07-31 1996-01-05 Sip Codificatore a basso ritardo per segnali audio, utilizzante tecniche di analisi per sintesi.
JPH0685607A (ja) 1992-08-31 1994-03-25 Alpine Electron Inc 高域成分復元装置
US5408580A (en) * 1992-09-21 1995-04-18 Aware, Inc. Audio compression system employing multi-rate signal analysis
JP2779886B2 (ja) 1992-10-05 1998-07-23 日本電信電話株式会社 広帯域音声信号復元方法
FR2696874B1 (fr) * 1992-10-13 1994-12-09 Thomson Csf Modulateur d'onde électromagnétique à puits quantiques.
JP3191457B2 (ja) 1992-10-31 2001-07-23 ソニー株式会社 高能率符号化装置、ノイズスペクトル変更装置及び方法
CA2106440C (en) 1992-11-30 1997-11-18 Jelena Kovacevic Method and apparatus for reducing correlated errors in subband coding systems with quantizers
US5455888A (en) 1992-12-04 1995-10-03 Northern Telecom Limited Speech bandwidth extension method and apparatus
JPH06202629A (ja) 1992-12-28 1994-07-22 Yamaha Corp 楽音の効果付与装置
JPH06215482A (ja) 1993-01-13 1994-08-05 Hitachi Micom Syst:Kk オーディオ情報記録媒体、およびこのオーディオ情報記録媒体を用いる音場生成装置
JP3496230B2 (ja) 1993-03-16 2004-02-09 パイオニア株式会社 音場制御システム
JP3685812B2 (ja) * 1993-06-29 2005-08-24 ソニー株式会社 音声信号送受信装置
US5463424A (en) 1993-08-03 1995-10-31 Dolby Laboratories Licensing Corporation Multi-channel transmitter/receiver system providing matrix-decoding compatible signals
US5581653A (en) 1993-08-31 1996-12-03 Dolby Laboratories Licensing Corporation Low bit-rate high-resolution spectral envelope coding for audio encoder and decoder
DE4331376C1 (de) 1993-09-15 1994-11-10 Fraunhofer Ges Forschung Verfahren zum Bestimmen der zu wählenden Codierungsart für die Codierung von wenigstens zwei Signalen
US5533052A (en) * 1993-10-15 1996-07-02 Comsat Corporation Adaptive predictive coding with transform domain quantization based on block size adaptation, backward adaptive power gain control, split bit-allocation and zero input response compensation
WO1995015041A1 (en) 1993-11-26 1995-06-01 Philips Electronics N.V. A transmission system, and a transmitter and a receiver for use in such a system
JPH07160299A (ja) 1993-12-06 1995-06-23 Hitachi Denshi Ltd 音声信号帯域圧縮伸張装置並びに音声信号の帯域圧縮伝送方式及び再生方式
JP3404837B2 (ja) 1993-12-07 2003-05-12 ソニー株式会社 多層符号化装置
JP2616549B2 (ja) 1993-12-10 1997-06-04 日本電気株式会社 音声復号装置
KR960012475B1 (ko) 1994-01-18 1996-09-20 대우전자 주식회사 디지탈 오디오 부호화장치의 채널별 비트 할당 장치
DE4409368A1 (de) 1994-03-18 1995-09-21 Fraunhofer Ges Forschung Verfahren zum Codieren mehrerer Audiosignale
US5787387A (en) 1994-07-11 1998-07-28 Voxware, Inc. Harmonic adaptive speech coding method and system
JP3483958B2 (ja) 1994-10-28 2004-01-06 三菱電機株式会社 広帯域音声復元装置及び広帯域音声復元方法及び音声伝送システム及び音声伝送方法
US5839102A (en) 1994-11-30 1998-11-17 Lucent Technologies Inc. Speech coding parameter sequence reconstruction by sequence classification and interpolation
JPH08162964A (ja) * 1994-12-08 1996-06-21 Sony Corp 情報圧縮装置及び方法、情報伸張装置及び方法、並びに記録媒体
FR2729024A1 (fr) 1994-12-30 1996-07-05 Matra Communication Annuleur d'echo acoustique avec filtrage en sous-bandes
US5701390A (en) 1995-02-22 1997-12-23 Digital Voice Systems, Inc. Synthesis of MBE-based coded speech using regenerated phase information
JP2956548B2 (ja) 1995-10-05 1999-10-04 松下電器産業株式会社 音声帯域拡大装置
JP3139602B2 (ja) 1995-03-24 2001-03-05 日本電信電話株式会社 音響信号符号化方法及び復号化方法
JP3416331B2 (ja) 1995-04-28 2003-06-16 松下電器産業株式会社 音声復号化装置
US5915235A (en) 1995-04-28 1999-06-22 Dejaco; Andrew P. Adaptive equalizer preprocessor for mobile telephone speech coder to modify nonideal frequency response of acoustic transducer
US5692050A (en) 1995-06-15 1997-11-25 Binaura Corporation Method and apparatus for spatially enhancing stereo and monophonic signals
JPH095778A (ja) 1995-06-23 1997-01-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 空間光変調素子
JPH0946233A (ja) 1995-07-31 1997-02-14 Kokusai Electric Co Ltd 音声符号化方法とその装置、音声復号方法とその装置
JPH0955778A (ja) 1995-08-15 1997-02-25 Fujitsu Ltd 音声信号の広帯域化装置
US5774837A (en) * 1995-09-13 1998-06-30 Voxware, Inc. Speech coding system and method using voicing probability determination
JP3301473B2 (ja) 1995-09-27 2002-07-15 日本電信電話株式会社 広帯域音声信号復元方法
US5774737A (en) * 1995-10-13 1998-06-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Variable word length very long instruction word instruction processor with word length register or instruction number register
US5956674A (en) * 1995-12-01 1999-09-21 Digital Theater Systems, Inc. Multi-channel predictive subband audio coder using psychoacoustic adaptive bit allocation in frequency, time and over the multiple channels
US5687191A (en) 1995-12-06 1997-11-11 Solana Technology Development Corporation Post-compression hidden data transport
US5732189A (en) * 1995-12-22 1998-03-24 Lucent Technologies Inc. Audio signal coding with a signal adaptive filterbank
TW307960B (en) 1996-02-15 1997-06-11 Philips Electronics Nv Reduced complexity signal transmission system
JP3519859B2 (ja) 1996-03-26 2004-04-19 三菱電機株式会社 符号器及び復号器
US6226325B1 (en) 1996-03-27 2001-05-01 Kabushiki Kaisha Toshiba Digital data processing system
JP3529542B2 (ja) 1996-04-08 2004-05-24 株式会社東芝 信号の伝送／記録／受信／再生方法と装置及び記録媒体
US5848164A (en) 1996-04-30 1998-12-08 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University System and method for effects processing on audio subband data
DE19628293C1 (de) 1996-07-12 1997-12-11 Fraunhofer Ges Forschung Codieren und Decodieren von Audiosignalen unter Verwendung von Intensity-Stereo und Prädiktion
DE19628292B4 (de) 1996-07-12 2007-08-02 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Verfahren zum Codieren und Decodieren von Stereoaudiospektralwerten
US5951235A (en) 1996-08-08 1999-09-14 Jerr-Dan Corporation Advanced rollback wheel-lift
CA2184541A1 (en) 1996-08-30 1998-03-01 Tet Hin Yeap Method and apparatus for wavelet modulation of signals for transmission and/or storage
GB2317537B (en) * 1996-09-19 2000-05-17 Matra Marconi Space Digital signal processing apparatus for frequency demultiplexing or multiplexing
JP3707153B2 (ja) 1996-09-24 2005-10-19 ソニー株式会社 ベクトル量子化方法、音声符号化方法及び装置
JPH10124088A (ja) 1996-10-24 1998-05-15 Sony Corp 音声帯域幅拡張装置及び方法
US5875122A (en) 1996-12-17 1999-02-23 Intel Corporation Integrated systolic architecture for decomposition and reconstruction of signals using wavelet transforms
US5886276A (en) * 1997-01-16 1999-03-23 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University System and method for multiresolution scalable audio signal encoding
US6345246B1 (en) 1997-02-05 2002-02-05 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Apparatus and method for efficiently coding plural channels of an acoustic signal at low bit rates
JP4326031B2 (ja) * 1997-02-06 2009-09-02 ソニー株式会社 帯域合成フィルタバンク及びフィルタリング方法並びに復号化装置
US5862228A (en) 1997-02-21 1999-01-19 Dolby Laboratories Licensing Corporation Audio matrix encoding
US6236731B1 (en) * 1997-04-16 2001-05-22 Dspfactory Ltd. Filterbank structure and method for filtering and separating an information signal into different bands, particularly for audio signal in hearing aids
IL120788A (en) 1997-05-06 2000-07-16 Audiocodes Ltd Systems and methods for encoding and decoding speech for lossy transmission networks
US6370504B1 (en) * 1997-05-29 2002-04-09 University Of Washington Speech recognition on MPEG/Audio encoded files
SE512719C2 (sv) * 1997-06-10 2000-05-02 Lars Gustaf Liljeryd En metod och anordning för reduktion av dataflöde baserad på harmonisk bandbreddsexpansion
KR20000068538A (ko) * 1997-07-11 2000-11-25 이데이 노부유끼 정보 복호 방법 및 장치, 정보 부호화 방법 및 장치, 및 제공매체
US5890125A (en) * 1997-07-16 1999-03-30 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method and apparatus for encoding and decoding multiple audio channels at low bit rates using adaptive selection of encoding method
US6144937A (en) 1997-07-23 2000-11-07 Texas Instruments Incorporated Noise suppression of speech by signal processing including applying a transform to time domain input sequences of digital signals representing audio information
US6124895A (en) * 1997-10-17 2000-09-26 Dolby Laboratories Licensing Corporation Frame-based audio coding with video/audio data synchronization by dynamic audio frame alignment
KR100335611B1 (ko) 1997-11-20 2002-10-09 삼성전자 주식회사 비트율 조절이 가능한 스테레오 오디오 부호화/복호화 방법 및 장치
US20010040930A1 (en) * 1997-12-19 2001-11-15 Duane L. Abbey Multi-band direct sampling receiver
KR100304092B1 (ko) 1998-03-11 2001-09-26 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 오디오 신호 부호화 장치, 오디오 신호 복호화 장치 및 오디오 신호 부호화/복호화 장치
JPH11262100A (ja) 1998-03-13 1999-09-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd オーディオ信号の符号化／復号方法および装置
AU3372199A (en) * 1998-03-30 1999-10-18 Voxware, Inc. Low-complexity, low-delay, scalable and embedded speech and audio coding with adaptive frame loss concealment
KR100474826B1 (ko) 1998-05-09 2005-05-16 삼성전자주식회사 음성부호화기에서의주파수이동법을이용한다중밴드의유성화도결정방법및그장치
JP3354880B2 (ja) 1998-09-04 2002-12-09 日本電信電話株式会社 情報多重化方法、情報抽出方法および装置
JP2000099061A (ja) 1998-09-25 2000-04-07 Sony Corp 効果音付加装置
US6353808B1 (en) * 1998-10-22 2002-03-05 Sony Corporation Apparatus and method for encoding a signal as well as apparatus and method for decoding a signal
CA2252170A1 (en) 1998-10-27 2000-04-27 Bruno Bessette A method and device for high quality coding of wideband speech and audio signals
GB2344036B (en) 1998-11-23 2004-01-21 Mitel Corp Single-sided subband filters
US6507658B1 (en) 1999-01-27 2003-01-14 Kind Of Loud Technologies, Llc Surround sound panner
SE9903553D0 (sv) 1999-01-27 1999-10-01 Lars Liljeryd Enhancing percepptual performance of SBR and related coding methods by adaptive noise addition (ANA) and noise substitution limiting (NSL)
SE9903552D0 (sv) 1999-01-27 1999-10-01 Lars Liljeryd Efficient spectral envelope coding using dynamic scalefactor grouping and time/frequency switching
WO2000051013A2 (en) * 1999-02-26 2000-08-31 Microsoft Corporation A system and method for producing modulated complex lapped transforms
US6496795B1 (en) * 1999-05-05 2002-12-17 Microsoft Corporation Modulated complex lapped transform for integrated signal enhancement and coding
JP2000267699A (ja) 1999-03-19 2000-09-29 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 音響信号符号化方法および装置、そのプログラム記録媒体、および音響信号復号装置
US6363338B1 (en) * 1999-04-12 2002-03-26 Dolby Laboratories Licensing Corporation Quantization in perceptual audio coders with compensation for synthesis filter noise spreading
US6937665B1 (en) * 1999-04-19 2005-08-30 Interuniversitaire Micron Elektronica Centrum Method and apparatus for multi-user transmission
US6539357B1 (en) 1999-04-29 2003-03-25 Agere Systems Inc. Technique for parametric coding of a signal containing information
US6298322B1 (en) 1999-05-06 2001-10-02 Eric Lindemann Encoding and synthesis of tonal audio signals using dominant sinusoids and a vector-quantized residual tonal signal
US6426977B1 (en) * 1999-06-04 2002-07-30 Atlantic Aerospace Electronics Corporation System and method for applying and removing Gaussian covering functions
US6226616B1 (en) 1999-06-21 2001-05-01 Digital Theater Systems, Inc. Sound quality of established low bit-rate audio coding systems without loss of decoder compatibility
WO2001008306A1 (en) 1999-07-27 2001-02-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Filtering device
JP4639441B2 (ja) * 1999-09-01 2011-02-23 ソニー株式会社 ディジタル信号処理装置および処理方法、並びにディジタル信号記録装置および記録方法
DE19947098A1 (de) 1999-09-30 2000-11-09 Siemens Ag Verfahren zur Ermittlung der Kurbelwellenstellung
KR100675309B1 (ko) 1999-11-16 2007-01-29 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 광대역 오디오 송신 시스템, 송신기, 수신기, 코딩 디바이스, 디코딩 디바이스와, 송신 시스템에서 사용하기 위한 코딩 방법 및 디코딩 방법
CA2290037A1 (en) 1999-11-18 2001-05-18 Voiceage Corporation Gain-smoothing amplifier device and method in codecs for wideband speech and audio signals
US6947509B1 (en) * 1999-11-30 2005-09-20 Verance Corporation Oversampled filter bank for subband processing
JP2001184090A (ja) 1999-12-27 2001-07-06 Fuji Techno Enterprise:Kk 信号符号化装置，及び信号復号化装置，並びに信号符号化プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体，及び信号復号化プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体
KR100359821B1 (ko) 2000-01-20 2002-11-07 엘지전자 주식회사 움직임 보상 적응형 영상 압축과 복원방법 및 그 장치와디코더
US6732070B1 (en) * 2000-02-16 2004-05-04 Nokia Mobile Phones, Ltd. Wideband speech codec using a higher sampling rate in analysis and synthesis filtering than in excitation searching
US6718300B1 (en) * 2000-06-02 2004-04-06 Agere Systems Inc. Method and apparatus for reducing aliasing in cascaded filter banks
US6879652B1 (en) * 2000-07-14 2005-04-12 Nielsen Media Research, Inc. Method for encoding an input signal
EP1295511A2 (en) 2000-07-19 2003-03-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multi-channel stereo converter for deriving a stereo surround and/or audio centre signal
US20020040299A1 (en) 2000-07-31 2002-04-04 Kenichi Makino Apparatus and method for performing orthogonal transform, apparatus and method for performing inverse orthogonal transform, apparatus and method for performing transform encoding, and apparatus and method for encoding data
WO2002013572A2 (en) * 2000-08-07 2002-02-14 Audia Technology, Inc. Method and apparatus for filtering and compressing sound signals
SE0004163D0 (sv) * 2000-11-14 2000-11-14 Coding Technologies Sweden Ab Enhancing perceptual performance of high frequency reconstruction coding methods by adaptive filtering
SE0004187D0 (sv) 2000-11-15 2000-11-15 Coding Technologies Sweden Ab Enhancing the performance of coding systems that use high frequency reconstruction methods
EP1211636A1 (en) 2000-11-29 2002-06-05 STMicroelectronics S.r.l. Filtering device and method for reducing noise in electrical signals, in particular acoustic signals and images
JP4649735B2 (ja) * 2000-12-14 2011-03-16 ソニー株式会社 符号化装置および方法、並びに記録媒体
WO2002056297A1 (en) * 2001-01-11 2002-07-18 Sasken Communication Technologies Limited Adaptive-block-length audio coder
US6931373B1 (en) * 2001-02-13 2005-08-16 Hughes Electronics Corporation Prototype waveform phase modeling for a frequency domain interpolative speech codec system
SE0101175D0 (sv) * 2001-04-02 2001-04-02 Coding Technologies Sweden Ab Aliasing reduction using complex-exponential-modulated filterbanks
CN100380441C (zh) * 2001-05-11 2008-04-09 皇家菲利浦电子有限公司 检测给定类型节目的方法和设备、无声检测器和接收器
US6473013B1 (en) * 2001-06-20 2002-10-29 Scott R. Velazquez Parallel processing analog and digital converter
US6879955B2 (en) * 2001-06-29 2005-04-12 Microsoft Corporation Signal modification based on continuous time warping for low bit rate CELP coding
SE0202159D0 (sv) 2001-07-10 2002-07-09 Coding Technologies Sweden Ab Efficientand scalable parametric stereo coding for low bitrate applications
CA2354755A1 (en) * 2001-08-07 2003-02-07 Dspfactory Ltd. Sound intelligibilty enhancement using a psychoacoustic model and an oversampled filterbank
CA2354808A1 (en) 2001-08-07 2003-02-07 King Tam Sub-band adaptive signal processing in an oversampled filterbank
CA2354858A1 (en) * 2001-08-08 2003-02-08 Dspfactory Ltd. Subband directional audio signal processing using an oversampled filterbank
EP1292036B1 (en) 2001-08-23 2012-08-01 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Digital signal decoding methods and apparatuses
US7362818B1 (en) * 2001-08-30 2008-04-22 Nortel Networks Limited Amplitude and phase comparator for microwave power amplifier
US6988066B2 (en) 2001-10-04 2006-01-17 At&T Corp. Method of bandwidth extension for narrow-band speech
US6895375B2 (en) 2001-10-04 2005-05-17 At&T Corp. System for bandwidth extension of Narrow-band speech
CN1324558C (zh) 2001-11-02 2007-07-04 松下电器产业株式会社 编码设备,解码设备以及音频数据分配系统
DE60202881T2 (de) * 2001-11-29 2006-01-19 Coding Technologies Ab Wiederherstellung von hochfrequenzkomponenten
US7095907B1 (en) * 2002-01-10 2006-08-22 Ricoh Co., Ltd. Content and display device dependent creation of smaller representation of images
US6771177B2 (en) 2002-01-14 2004-08-03 David Gene Alderman Warning device for food storage appliances
US20100042406A1 (en) * 2002-03-04 2010-02-18 James David Johnston Audio signal processing using improved perceptual model
US20030215013A1 (en) * 2002-04-10 2003-11-20 Budnikov Dmitry N. Audio encoder with adaptive short window grouping
US6904146B2 (en) * 2002-05-03 2005-06-07 Acoustic Technology, Inc. Full duplex echo cancelling circuit
BRPI0311601B8 (pt) * 2002-07-19 2018-02-14 Matsushita Electric Industrial Co Ltd "aparelho e método decodificador de áudio"
US7058571B2 (en) * 2002-08-01 2006-06-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Audio decoding apparatus and method for band expansion with aliasing suppression
JP3861770B2 (ja) 2002-08-21 2006-12-20 ソニー株式会社 信号符号化装置及び方法、信号復号装置及び方法、並びにプログラム及び記録媒体
US6792057B2 (en) * 2002-08-29 2004-09-14 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc Partial band reconstruction of frequency channelized filters
SE0202770D0 (sv) 2002-09-18 2002-09-18 Coding Technologies Sweden Ab Method for reduction of aliasing introduces by spectral envelope adjustment in real-valued filterbanks
ATE318405T1 (de) * 2002-09-19 2006-03-15 Matsushita Electric Industrial Co Ltd Audiodecodierungsvorrichtung und -verfahren
US7191136B2 (en) 2002-10-01 2007-03-13 Ibiquity Digital Corporation Efficient coding of high frequency signal information in a signal using a linear/non-linear prediction model based on a low pass baseband
US20040252772A1 (en) * 2002-12-31 2004-12-16 Markku Renfors Filter bank based signal processing
US20040162866A1 (en) * 2003-02-19 2004-08-19 Malvar Henrique S. System and method for producing fast modulated complex lapped transforms
FR2852172A1 (fr) 2003-03-04 2004-09-10 France Telecom Procede et dispositif de reconstruction spectrale d'un signal audio
US7318035B2 (en) * 2003-05-08 2008-01-08 Dolby Laboratories Licensing Corporation Audio coding systems and methods using spectral component coupling and spectral component regeneration
US7447317B2 (en) 2003-10-02 2008-11-04 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V Compatible multi-channel coding/decoding by weighting the downmix channel
US6982377B2 (en) * 2003-12-18 2006-01-03 Texas Instruments Incorporated Time-scale modification of music signals based on polyphase filterbanks and constrained time-domain processing

Also Published As

Publication number Publication date
US9542950B2 (en) 2017-01-10
US20190066707A1 (en) 2019-02-28
US20090234646A1 (en) 2009-09-17
CA3040083C (en) 2020-01-14
NO20092677L (no) 2005-04-15
EP1986321A2 (en) 2008-10-29
NO20180078A1 (no) 2005-04-15
US20090259479A1 (en) 2009-10-15
US9847089B2 (en) 2017-12-19
US20080010061A1 (en) 2008-01-10
JP2012123428A (ja) 2012-06-28
NO344083B1 (no) 2019-09-02
SE0202770D0 (sv) 2002-09-18
KR20050054947A (ko) 2005-06-10
US10685661B2 (en) 2020-06-16
US20180053517A1 (en) 2018-02-22
EP1635461B1 (en) 2007-11-21
US9842600B2 (en) 2017-12-12
ATE485628T1 (de) 2010-11-15
EP2239847B1 (en) 2013-10-09
AU2003270114A1 (en) 2004-04-08
ES2350746T3 (es) 2011-01-26
JP2009171610A (ja) 2009-07-30
NO343509B1 (no) 2019-03-25
US10013991B2 (en) 2018-07-03
DE60333872D1 (de) 2010-09-30
CA2924915C (en) 2018-08-14
ES2297600T3 (es) 2008-05-01
US11423916B2 (en) 2022-08-23
EP1527517B1 (en) 2006-01-11
HK1129169A1 (en) 2009-11-20
ATE315845T1 (de) 2006-02-15
CA2688916A1 (en) 2004-04-01
NO20092676L (no) 2005-04-15
CA2924914C (en) 2018-06-26
NO340385B1 (no) 2017-04-10
NO343508B1 (no) 2019-03-25
US20040117177A1 (en) 2004-06-17
CA2688871C (en) 2016-11-01
EP1986321A3 (en) 2009-04-01
NO20051861L (no) 2005-04-15
JP5326020B2 (ja) 2013-10-30
JP5557467B2 (ja) 2014-07-23
JP5577187B2 (ja) 2014-08-20
EP1635461A1 (en) 2006-03-15
NO20180077A1 (no) 2005-04-15
KR100890203B1 (ko) 2009-03-25
EP1527517A2 (en) 2005-05-04
US20180061427A1 (en) 2018-03-01
KR100890201B1 (ko) 2009-03-25
NO345377B1 (no) 2021-01-11
NO343469B1 (no) 2019-03-18
EP1643642A1 (en) 2006-04-05
NO20150891L (no) 2005-04-15
US8145475B2 (en) 2012-03-27
DE60334653D1 (de) 2010-12-02
NO20150250A1 (no) 2015-02-23
EP2239847A3 (en) 2012-03-28
US7548864B2 (en) 2009-06-16
CA2924913A1 (en) 2004-04-01
DE60303214T2 (de) 2006-09-21
ATE478471T1 (de) 2010-09-15
JP4328720B2 (ja) 2009-09-09
CA2924913C (en) 2019-06-04
US20080015868A1 (en) 2008-01-17
US20140074462A1 (en) 2014-03-13
CA2496665A1 (en) 2004-04-01
US10418040B2 (en) 2019-09-17
CA2688871A1 (en) 2004-04-01
US20170110136A1 (en) 2017-04-20
HK1131473A1 (en) 2010-03-05
JP2009169435A (ja) 2009-07-30
MXPA05002628A (es) 2005-09-08
KR100697255B1 (ko) 2007-03-21
US20180082698A1 (en) 2018-03-22
CN101505144B (zh) 2012-05-16
US20170243593A1 (en) 2017-08-24
NO336930B1 (no) 2015-11-30
US7590543B2 (en) 2009-09-15
CA2496665C (en) 2011-02-15
US9990929B2 (en) 2018-06-05
US8498876B2 (en) 2013-07-30
CN101505144A (zh) 2009-08-12
NO20180181A1 (no) 2005-04-15
NO340225B1 (no) 2017-03-20
JP2011010346A (ja) 2011-01-13
WO2004027998A2 (en) 2004-04-01
US10157623B2 (en) 2018-12-18
DE60303214D1 (de) 2006-04-06
NO343510B1 (no) 2019-03-25
US20190362729A1 (en) 2019-11-28
EP1986321B1 (en) 2010-10-20
US8346566B2 (en) 2013-01-01
CA3040083A1 (en) 2004-04-01
JP5132627B2 (ja) 2013-01-30
ZA200500873B (en) 2007-03-28
ES2354002T3 (es) 2011-03-09
ES2440287T3 (es) 2014-01-28
NO20180074A1 (no) 2005-04-15
US8108209B2 (en) 2012-01-31
EP1643642B1 (en) 2010-08-18
NO20180076A1 (no) 2005-04-15
NO336926B1 (no) 2015-11-23
US20120284033A1 (en) 2012-11-08
KR20060112618A (ko) 2006-11-01
DE60317722T2 (de) 2008-09-25
DK2239847T3 (da) 2014-01-20
DK1643642T3 (da) 2010-11-29
WO2004027998A3 (en) 2004-05-27
NO343466B1 (no) 2019-03-18
NO20180075A1 (no) 2005-04-15
DE60317722D1 (de) 2008-01-03
HK1077413A1 (en) 2006-02-10
US20200380999A1 (en) 2020-12-03
AU2003270114B2 (en) 2006-11-23
CN1689226A (zh) 2005-10-26
JP2006514314A (ja) 2006-04-27
US20110054914A1 (en) 2011-03-03
CN101505145B (zh) 2012-05-23
ES2256773T3 (es) 2006-07-16
NO20190931A1 (no) 2005-04-15
DK1986321T3 (da) 2011-01-24
CN100466471C (zh) 2009-03-04
CA2924914A1 (en) 2004-04-01
NO335321B1 (no) 2014-11-10
US10115405B2 (en) 2018-10-30
US8606587B2 (en) 2013-12-10
US20120284034A1 (en) 2012-11-08
CN101505145A (zh) 2009-08-12
EP2239847A2 (en) 2010-10-13
CA2924915A1 (en) 2004-04-01
US20180053516A1 (en) 2018-02-22
KR20060111740A (ko) 2006-10-27
CA2688916C (en) 2013-03-26
US7577570B2 (en) 2009-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
UA79301C2 (en) Device and method for adjusting offilter spectral envelope
HK1077413B (en) Method for reduction of aliasing introduced by spectral envelope adjustment in real-valued filterbanks
AU2006235813A1 (en) Method for reduction of aliasing introduced by spectral envelope adjustment in real-valued filterbanks