JP2000252805A - 電源供給制御装置および電源供給制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 装置の熱損失を抑え、不完全短絡（レアショ
ート）発生時の異常電流に対しても高速応答を可能とし
た電源供給制御装置および電源供給制御方法を提供す
る。 【解決手段】 半導体スイッチＱＦの端子間電圧が第１
しきい値を超えたときに第１制御手段１１１によってオ
フ制御する。また、第２しきい値を超えた後に第１計時
手段（ＣＭＰ２，Ｒ１５，Ｃ１）によって第１所定時間
を計時し、計時後、第２制御手段（Ｑ１，ＣＭＰ１，１
１１）によってオン制御する。さらに、第３しきい値よ
り低下した後に第３しきい値と等しくなってから第２所
定時間を第２計時手段（ＣＭＰ２，Ｒ１８，Ｃ１）によ
って計時し、計時後、第１しきい値を超えているときに
第３制御手段（Ｑ１，ＣＭＰ１，１１１）によってオフ
制御し、第１しきい値以下のときにオン制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源供給制御装置お
よび電源供給制御方法に関し、より詳しくは、制御信号
に応じてスイッチング制御により、電源から負荷への電
力供給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置および電源供給制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の半導体スイッチを備えた電源供給
制御装置としては、例えば図９に示すようなものがあ
る。本従来例の電源供給制御装置は、自動車においてバ
ッテリからの電源を選択的に各負荷に供給して、負荷へ
の電力供給を制御する装置である。

【０００３】同図において、本従来例の電源供給制御装
置は、電源１０１の出力電圧ＶＢをヘッドライトやパワ
ーウィンドウの駆動モータ等々の負荷１０２に供給する
経路にシャント抵抗ＲＳおよびサーマルＦＥＴＱＦのド
レインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。また、
シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハードウェア
回路によりサーマルＦＥＴＱＦの駆動を制御するドライ
バ９０１と、ドライバ９０１でモニタした電流値に基づ
いてサーマルＦＥＴＱＦの駆動信号をオン／オフ制御す
るＡ／Ｄ変換器９０２およびマイコン（ＣＰＵ）９０３
とを備えている。

【０００４】半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴＱ
Ｆは、図示しない温度センサを内蔵してサーマルＦＥＴ
ＱＦが規定以上の温度まで上昇した場合には、内蔵する
ゲート遮断回路によってサーマルＦＥＴＱＦを強制的に
オフ制御する過熱遮断機能を備えている。また、図中の
ＲＧは抵抗であり、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間を１
２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されようとし
た場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオードであ
る。

【０００５】また、本従来例の電源供給制御装置では、
負荷１０２またはサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソ
ースＳ間における過電流に対する保護機能をも備えてい
る。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路としての
差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路としての差
動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５と、マイ
コン９０３からのオン／オフ制御信号および電流制限回
路からの過電流判定結果に基づき、抵抗ＲＧを介してサ
ーマルＦＥＴＱＦのゲートＧを駆動する駆動回路９１４
を備えて構成されている。

【０００６】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よってサーマルＦＥＴＱＦをオフ動作とし、その後電流
が低下して判定値（下限）を下回ったらサーマルＦＥＴ
ＱＦをオン動作させる。

【０００７】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
サーマルＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすることによりサ
ーマルＦＥＴＱＦをオフ動作させる。なお、マイコン９
０３からオフ制御の駆動信号が出力される前に、サーマ
ルＦＥＴＱＦの温度が規定値を超えていれば、過熱遮断
機能によってサーマルＦＥＴＱＦはオフ動作となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源供給制御装置にあっては、電流検出を行うため
に電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗ＲＳを
必要とした構成であり、近年のサーマルＦＥＴＱＦのオ
ン抵抗の低減に伴う負荷の大電流化により、シャント抵
抗の熱損失が無視できないという問題点がある。

【０００９】また、上述の過熱遮断機能や過電流制限回
路は、負荷１０２や配線にほぼ完全な短絡状態が発生し
て大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡
抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生して小
さい短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ
回路を介してマイコン９０３により異常電流を検出して
サーマルＦＥＴＱＦをオフ制御するしかなく、このよう
な異常電流に対するマイコン制御による応答性が悪いと
いう事情もあった。

【００１０】また、シャント抵抗ＲＳやＡ／Ｄ変換器９
０２、マイコン９０３等が必要であるため、大きな実装
スペースが必要であり、またこれらの比較的高価な部品
により装置コストが高くなってしまうという問題点もあ
る。

【００１１】本発明の目的は、上記従来の問題点や事情
を解決することにあり、電流検出を行うために電力の供
給経路に直列接続されるシャント抵抗を不要として装置
の熱損失を抑え、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡
などのレアショートが発生した場合の異常電流に対して
も高速応答を可能とし、集積化が容易で安価な電源供給
制御装置および電源供給制御方法を提供することにあ
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を解決するため
に、本発明の請求項１に係る電源供給制御装置は、制御
信号入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッチン
グ制御され電源から負荷への電力供給を制御する半導体
スイッチと、前記半導体スイッチの端子間電圧を検出す
る検出手段と、前記半導体スイッチがオフ状態からオン
状態へ遷移する際の端子間電圧の過渡的な電圧特性を利
用して、所定時間経過後の該端子間電圧の電圧値に応じ
て前記半導体スイッチをオン／オフ制御する制御手段と
を具備するものである。

【００１３】また、請求項２に係る電源供給制御装置
は、制御信号入力端子へ供給される制御信号に応じてス
イッチング制御され電源から負荷への電力供給を制御す
る半導体スイッチと、前記半導体スイッチの端子間電圧
を検出する検出手段と、前記半導体スイッチの端子間電
圧が第１しきい値を超えたときに前記半導体スイッチを
オフ制御する第１制御手段と、前記半導体スイッチの端
子間電圧が第２しきい値を超えた後に第１所定時間を計
時する第１計時手段と、前記第１所定時間を計時後、前
記半導体スイッチをオン制御する第２制御手段と、一旦
前記半導体スイッチの端子間電圧が第３しきい値より低
下した後、前記半導体スイッチの端子間電圧が第３しき
い値と等しくなってから第２所定時間を計時する第２計
時手段と、前記第２所定時間を計時後、前記半導体スイ
ッチの端子間電圧が第１しきい値を超えたときに前記半
導体スイッチをオフ制御し、前記半導体スイッチの端子
間電圧が第１しきい値以下のときに前記半導体スイッチ
をオン制御する第３制御手段とを具備するものである。

【００１４】また、請求項３に係る電源供給制御装置
は、請求項２に記載の電源供給制御装置において、前記
第１しきい値、前記第２しきい値、前記第３しきい値、
前記第１所定時間または前記第２所定時間は、可変設定
されるものである。

【００１５】また、請求項４に係る電源供給制御装置
は、請求項１、２または３に記載の電源供給制御装置に
おいて前記半導体スイッチが過熱した場合に該半導体ス
イッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を具備する
ものである。

【００１６】また、請求項５に係る電源供給制御装置
は、請求項１、２、３または４に記載の電源供給制御装
置において、前記半導体スイッチがオン状態となった後
の一定期間、前記制御手段、前記第１制御手段、前記第
２制御手段または前記第３制御手段による制御を禁止す
る禁止手段を具備するものである。

【００１７】また、請求項６に係る電源供給制御装置
は、請求項４または５に記載の電源供給制御装置におい
て、前記第２制御手段および前記第３制御手段による制
御時に、前記過熱保護手段によるオフ制御を速める過熱
遮断促進手段を具備するものである。

【００１８】また、請求項７に係る電源供給制御装置
は、請求項１、２、３、４、５または６に記載の電源供
給制御装置において、前記制御手段、前記第１制御手
段、前記第２制御手段または前記第３制御手段によるオ
ン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所定回数に達
したときに前記半導体スイッチをオフ制御する回数制御
手段を具備するものである。

【００１９】また、請求項８に係る電源供給制御方法
は、制御信号入力端子へ供給される制御信号に応じてス
イッチング制御され電源から負荷への電力供給を制御す
る半導体スイッチを備えた電源供給制御装置の電源供給
制御方法において、前記半導体スイッチの端子間電圧を
検出する電圧検出ステップと、前記半導体スイッチがオ
フ状態からオン状態へ遷移する際の端子間電圧の過渡的
な電圧特性を利用して、所定時間経過後の該端子間電圧
の電圧値に応じて前記半導体スイッチをオン／オフ制御
する制御ステップとを具備するものである。

【００２０】また、請求項９に係る電源供給制御方法
は、制御信号入力端子へ供給される制御信号に応じてス
イッチング制御され電源から負荷への電力供給を制御す
る半導体スイッチを備えた電源供給制御装置の電源供給
制御方法において、前記半導体スイッチの端子間電圧を
検出する電圧検出ステップと、前記半導体スイッチの端
子間電圧が第１しきい値を超えたときに前記半導体スイ
ッチをオフ制御する第１制御ステップと、前記半導体ス
イッチの端子間電圧が第２しきい値を超えた後に第１所
定時間を計時する第１計時ステップと、前記第１所定時
間を計時後、前記半導体スイッチをオン制御する第２制
御ステップと、一旦前記半導体スイッチの端子間電圧が
第３しきい値より低下した後、前記半導体スイッチの端
子間電圧が第３しきい値と等しくなってから第２所定時
間を計時する第２計時ステップと、前記第２所定時間を
計時後、前記半導体スイッチの端子間電圧が第１しきい
値を超えたときに前記半導体スイッチをオフ制御し、前
記半導体スイッチの端子間電圧が第１しきい値以下のと
きに前記半導体スイッチをオン制御する第３制御ステッ
プとを具備するものである。

【００２１】また、請求項１０に係る電源供給制御方法
は、請求項８または９に記載の電源供給制御方法におい
て、前記半導体スイッチが過熱した場合に該半導体スイ
ッチをオフ制御して保護する過熱保護ステップを具備す
るものである。

【００２２】また、請求項１１に係る電源供給制御方法
は、請求項８、９または１０に記載の電源供給制御方法
において前記半導体スイッチがオン状態となった後の一
定期間、前記制御ステップ、前記第１制御ステップ、前
記第２制御ステップまたは前記第３制御ステップによる
制御を禁止する禁止ステップを具備するものである。

【００２３】また、請求項１２に係る電源供給制御方法
は、請求項１０または１１に記載の電源供給制御方法に
おいて、前記第２制御ステップおよび前記第３制御ステ
ップによる制御時に、前記過熱保護ステップによるオフ
制御を速めるものである。

【００２４】また、請求項１３に係る電源供給制御方法
は、請求項８、９、１０、１１または１２に記載の電源
供給制御方法において、前記制御ステップ、前記第１制
御ステップ、前記第２制御ステップまたは前記第３制御
ステップによるオン／オフ制御回数を積算し、該制御回
数が所定回数に達したときに前記半導体スイッチをオフ
制御する回数制御ステップを具備するものである。

【００２５】本発明の請求項１、２、３、４に係る電源
供給制御装置および請求項８、９、１０に係る電源供給
制御方法では、電源から負荷への電力供給を半導体スイ
ッチによってスイッチング制御する際に、半導体スイッ
チがオフ状態からオン状態へ遷移する際の端子間電圧の
過渡的な電圧特性を利用して、所定時間経過後の該端子
間電圧の電圧値に応じて半導体スイッチをオン／オフ制
御する。

【００２６】つまり、制御信号入力端子へ供給される制
御信号に応じてスイッチング制御され電源から負荷への
電力供給を制御する半導体スイッチの端子間電圧を検出
手段（電圧検出ステップ）により検出し、半導体スイッ
チの端子間電圧が第１しきい値を超えたときに第１制御
手段（第１制御ステップ）によって半導体スイッチをオ
フ制御する。

【００２７】また、半導体スイッチの端子間電圧が第２
しきい値を超えた後に第１計時手段（第１計時ステッ
プ）によって第１所定時間を計時して、該第１所定時間
を計時した後、第２制御手段（第２制御ステップ）によ
って半導体スイッチをオン制御する。

【００２８】さらに、一旦半導体スイッチの端子間電圧
が第３しきい値より低下した後、半導体スイッチの端子
間電圧が第３しきい値と等しくなってから第２所定時間
を第２計時手段（第２計時ステップ）によって計時し
て、第２所定時間を計時した後、半導体スイッチの端子
間電圧が第１しきい値を超えているときに第３制御手段
（第３制御ステップ）によって半導体スイッチをオフ制
御し、半導体スイッチの端子間電圧が第１しきい値以下
のときに第３制御手段（第３制御ステップ）によって半
導体スイッチをオン制御する。

【００２９】半導体スイッチとして例えばＦＥＴを使用
した場合、電力供給経路の一部を成すＦＥＴの端子間電
圧（ドレイン−ソース間電圧）は、オフ状態からオン状
態へ遷移する際の（例えば、ｎチャネル型ＦＥＴの場合
の立ち下がり）電圧特性において、電力供給経路および
負荷の状態、即ち、経路が持つ配線インダクタンス並び
に配線抵抗および短絡抵抗に基づく時定数に応じて変化
する。例えば、短絡が発生していない通常動作では所定
電圧（第１しきい値）以下に速やかに収れんするが、完
全短絡が発生している場合には該所定電圧以下にならな
い。また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡が発生
している場合には、該所定電圧に収れんするものの収れ
んするまでに長い時間を要する。本発明は、このような
半導体スイッチにおけるオフ状態からオン状態に遷移す
る際の過渡的な半導体スイッチの電圧特性を利用してい
る。

【００３０】したがって、電流検出を行うために電力の
供給経路に直列接続される従来のようなシャント抵抗を
不要として装置の熱損失を抑えることができ、また、完
全短絡による過電流のみならず、ある程度の短絡抵抗を
持つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合の異
常電流をもハードウェア回路またはマイコン等のプログ
ラム処理によって連続的に検出可能である。さらに、シ
ャント抵抗を用いずに過電流の検出が可能であり、特に
半導体スイッチのオン／オフ制御をハードウェア回路で
構成した場合はマイコンも不要であるため、実装スペー
スを縮小できるとともに、装置コストを大幅に削減可能
である。

【００３１】特に、請求項４に係る電源供給制御装置お
よび請求項１０に係る電源供給制御方法のように、半導
体スイッチが過熱した場合に該半導体スイッチをオフ制
御して保護する過熱保護手段（過熱保護ステップ）を備
える場合には、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡が
発生したとき、第１および第２計時手段（第１および第
２計時ステップ）並びに第２および第３制御手段（第２
および第３制御ステップ）により、半導体スイッチのオ
ン／オフ制御を繰り返し行って電流を大きく変動させ、
半導体スイッチの周期的な発熱作用によって過熱保護手
段（過熱保護ステップ）による半導体スイッチの遮断を
速めることができる。とりわけ本電源供給制御装置によ
れば、従来マイコン等のプログラム処理によってしか行
えなかった不完全短絡（レアショート）発生時の異常電
流に対して、マイコン等の外部からの制御無しに電源供
給制御装置自身のハードウェア回路のみによる対処が可
能であり、高速応答を実現できる。

【００３２】また特に、請求項３に係る電源供給制御装
置では、第１しきい値、第２しきい値、第３しきい値、
第１所定時間および第２所定時間を可変設定することに
より、負荷の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に応
じた完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出する
ことが可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行
うことができる。

【００３３】また、請求項５に係る電源供給制御装置お
よび請求項１１に係る電源供給制御方法では、半導体ス
イッチがオン状態となった後の一定期間、制御手段（制
御ステップ）、第１制御手段（第１制御ステップ）、第
２制御手段（第２制御ステップ）または第３制御手段
（第３制御ステップ）による制御を禁止手段（禁止ステ
ップ）によって禁止する。

【００３４】通常、負荷立ち上げ時には、定常状態の何
倍もの突入電流が電力供給経路に流れることとなるが、
この突入電流に対して制御手段（制御ステップ）、第１
制御手段（第１制御ステップ）、第２制御手段（第２制
御ステップ）または第３制御手段（第３制御ステップ）
による過電流制御が行われると、負荷が定常状態に至る
までに時間を要してしまい、負荷自身の応答が遅れてし
まう場合がある。本発明では、禁止手段（禁止ステッ
プ）の禁止制御によってこのような問題を解消すること
ができる。

【００３５】また、請求項６に係る電源供給制御装置お
よび請求項１２に係る電源供給制御方法では、第２制御
手段（第２制御ステップ）および第３制御手段（第３制
御ステップ）による制御時に、過熱保護手段（過熱保護
ステップ）によるオフ制御を過熱遮断促進手段によって
速める。

【００３６】完全短絡による過電流が検出された場合に
は、すぐに過熱保護手段が機能して半導体スイッチを過
熱遮断（オフ制御）することが可能であるが、不完全短
絡の場合には、半導体スイッチのオン／オフ制御を繰り
返し行って、半導体スイッチの周期的な発熱作用によっ
て過熱保護手段を機能させるので、過熱遮断までの時間
が相対的に長くなることが考えられる。本発明では、過
熱遮断促進手段によって不完全短絡の場合でも半導体ス
イッチの遮断を速めることができる。

【００３７】また、請求項７に係る電源供給制御装置お
よび請求項１３に係る電源供給制御方法では、回数制御
手段（回数制御ステップ）により、制御手段（制御ステ
ップ）、第１制御手段（第１制御ステップ）、第２制御
手段（第２制御ステップ）または第３制御手段（第３制
御ステップ）によるオン／オフ制御回数を積算し、該制
御回数が所定回数に達したときに半導体スイッチをオフ
制御する。

【００３８】完全短絡による過電流が検出された場合に
は、すぐに過熱保護手段が機能して半導体スイッチを過
熱遮断（オフ制御）することが可能であるが、不完全短
絡の場合には、半導体スイッチのオン／オフ制御を繰り
返し行って、半導体スイッチの周期的な発熱作用によっ
て過熱保護手段を機能させるので、過熱遮断までの時間
が相対的に長くなることが考えられる。本発明では、半
導体スイッチのオン／オフ制御回数が所定回数に達した
ときにオフ制御させるので、不完全短絡の場合でも半導
体スイッチの遮断を任意に設定した時間まで速めること
ができる。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源供給制御
装置および電源供給制御方法の実施の形態例について、
〔実施形態〕、〔実施形態の変形例〕の順に図１乃至図
８を参照して詳細に説明する。以下の説明では、電源供
給制御装置および電源供給制御方法は、例えば自動車に
おいてバッテリからの電源を選択的にランプ等の各負荷
に供給して、負荷への電力供給を制御する装置に適用し
た実施の形態例について説明するが、本発明はこのよう
な形態に限定されるものではなく、電源から負荷への電
力供給をスイッチング制御する電源供給制御装置および
電源供給制御方法であればどのような形態であっても適
用可能である。

【００４０】ここで、図１は本発明の一実施形態の電源
供給制御装置の回路構成図、図２は実施形態で使用する
半導体スイッチ（サーマルＦＥＴ）の詳細な回路構成
図、図３は実施形態の電源供給制御装置および電源供給
制御方法が利用する原理を説明する説明図、図４は短絡
故障時および通常動作時の実施形態の電源供給制御装置
における半導体スイッチの電流と電圧を例示する波形
図、図５は実施形態の第１変形例の突入電流マスク回路
の回路構成図、図６は実施形態の第２変形例の過熱遮断
促進回路の回路構成図、図７は実施形態の第３変形例の
オン／オフ回数積算回路の回路構成図、図８は第３変形
例で使用する半導体スイッチ（サーマルＦＥＴ）の詳細
な回路構成図である。

【００４１】〔実施形態〕本発明の一実施形態の電源供
給制御装置について、図１を参照して説明すると、本実
施形態の電源供給制御装置は、電源１０１の出力電圧Ｖ
Ｂを負荷１０２に供給する経路に、半導体スイッチとし
てのサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳを直列
接続した構成である。ここでは、サーマルＦＥＴＱＦと
してｎチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴを使用している。

【００４２】また同図において、サーマルＦＥＴＱＦを
駆動制御する部分については、トランジスタＱ１〜Ｑ
４、抵抗Ｒ１〜Ｒ２１、ツェナーダイオードＺＤ１，Ｚ
Ｄ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ１、コンパ
レータＣＭＰ１，ＣＭＰ２、駆動回路１１１およびスイ
ッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号として
抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字を、またコンデンサに
は“Ｃ”とそれに続く数字を使用しているが、以下の説
明では参照符号として使用すると共に、それぞれ該抵抗
の抵抗値および該コンデンサの容量値をも表すものとす
る。

【００４３】負荷１０２は例えばヘッドライトやパワー
ウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッ
チＳＷ１をオンさせることにより機能する。駆動回路１
１１には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソースト
ランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に
接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備
え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信
号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトラ
ンジスタＱ６をオン／オフ制御して、サーマルＦＥＴＱ
Ａを駆動制御する信号を出力する。なお図中、ＶＢは電
源１０１の出力電圧であり、例えば１２［Ｖ］である。
また、ＶＰはチャージポンプの出力電圧であり、例えば
ＶＢ＋１０［Ｖ］である。

【００４４】半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴＱ
Ｆは、より詳しくは図２に示すような構成を備えてい
る。図２において、サーマルＦＥＴＱＦは、内蔵抵抗Ｒ
Ｇ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２および過熱遮
断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１はゲートＧ
−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が
印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェナ
ーダイオードである。

【００４５】つまり、本実施形態で使用するサーマルＦ
ＥＴＱＦは、サーマルＦＥＴＱＦが規定以上の温度まで
上昇したことが温度センサ１２１によって検出された場
合には、その旨の検出情報がラッチ回路１２２に保持さ
れ、ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオ
ン動作となることによって、サーマルＦＥＴＱＦを強制
的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。

【００４６】温度センサ１２１は４個のダイオードが縦
続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１はサーマ
ルＦＥＴＱＦの近傍に配置形成されている。サーマルＦ
ＥＴＱＦの温度が上昇するにつれて温度センサ１２１の
各ダイオードの抵抗値が減少するので、ＦＥＴＱ１１の
ゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がると、
ＦＥＴＱ１１がオン状態からオフ状態に遷移する。これ
により、ＦＥＴＱ１４のゲート電位がサーマルＦＥＴＱ
Ｆのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアップされ、Ｆ
ＥＴＱ１４がオフ状態からオン状態に遷移して、ラッチ
回路１２２に“１”がラッチされることとなる。このと
き、ラッチ回路１２２の出力が“Ｈ”レベルとなって過
熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態からオン状態に遷移する
ので、サーマルＦＥＴＱＦの真のゲート（ＴＧ）の電位
レベルが“Ｌ”レベルとなって、サーマルＦＥＴＱＦが
オン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断されること
となる。

【００４７】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、負荷１０２またはサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤ
−ソースＳ間において発生する短絡故障による過電流、
或いは不完全短絡故障による異常電流に対する保護機能
をも備えている。以下、図１を参照して、この保護機能
を実現する構成について説明する。

【００４８】先ず、コンパレータＣＭＰ１は、特許請求
の範囲にいう第１しきい値（Ｖ１）のレベル判断を行
う。コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子には、サー
マルＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間電圧ＶDSを抵
抗Ｒ１およびＲ２で分圧した電圧が供給されている。ま
た、コンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、トラ
ンジスタＱ１がオン状態のときには電源電圧ＶＢを抵抗
Ｒ１２およびＲ１３で分圧した電圧が供給され、トラン
ジスタＱ１がオフ状態のときにはトランジスタＱ７がオ
ンし、抵抗Ｒ２２により“−”入力端子の電位は引き下
げられ、コンパレータＣＭＰ１の出力は“＋”入力端子
の電位に関係なく“Ｈ”レベルになる。つまり、これら
“＋”および“−”の両入力端子に供給される電位が
“−”より“＋”の方が大きいときに出力は有効
（“Ｈ”レベル）となり、“−”より“＋”の方が小さ
いときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、実際には
コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持ってい
る。

【００４９】次に、コンパレータＣＭＰ２は、特許請求
の範囲にいう第２しきい値（Ｖ２）および第３しきい値
（Ｖ３）のレベル判断を行う。コンパレータＣＭＰ２の
“＋”入力端子には、トランジスタＱ２がオフ状態のと
きにはサーマルＦＥＴＱＦのソース電位ＶＳと電位ＶＢ
＋５［Ｖ］の間の電位差を抵抗Ｒ５およびＲ６で分圧し
た電圧が供給され、トランジスタＱ２がオン状態のとき
にはサーマルＦＥＴＱＦのソース電位ＶＳと電位ＶＢ＋
５［Ｖ］の間の電位差を抵抗Ｒ５およびＲ６，Ｒ７の並
列抵抗で分圧した電圧が供給されている。また、コンパ
レータＣＭＰ２の“−”入力端子には、サーマルＦＥＴ
ＱＦのドレインＤ−ソースＳ間電圧ＶDSを抵抗Ｒ３およ
びＲ４で分圧した電圧が供給されている。つまり、これ
ら“＋”および“−”の両入力端子に供給される電位が
“−”より“＋”の方が大きいときに出力は有効
（“Ｈ”レベル）となり、“−”より“＋”の方が小さ
いときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、実際には
コンパレータＣＭＰ２は一定のヒステリシスを持ってい
る。

【００５０】次に、コンパレータＣＭＰ２の出力は、抵
抗Ｒ１８およびダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１
に供給されている。抵抗Ｒ１８およびコンデンサＣ１は
充電回路を構成しており、コンパレータＣＭＰ２の出力
が有効（“Ｈ”レベル）のとき、Ｃ１×Ｒ１８の時定数
でコンデンサＣ１に電荷が蓄積されていき、ツェナーダ
イオードＺＤ２の両端の電位差がツェナー降伏電圧を超
えるに至ったときトランジスタＱ１はオンする。つま
り、抵抗Ｒ１８、コンデンサＣ１およびツェナーダイオ
ードＺＤ２は特許請求の範囲にいう第２計時手段に該当
し、この時定数Ｃ１×Ｒ１８に基づき第２所定時間（ｔ
β）が決定される。

【００５１】また、コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１６およ
びツェナーダイオードＺＤ２を介してトランジスタＱ１
のベースに、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１５を介して
トランジスタＱ３のコレクタにそれぞれ接続されてい
る。コンパレータＣＭＰ２が“Ｌ”レベルになるとダイ
オードＤ２のアノード側はコンパレータＣＭＰ２の出力
を通して接地されコンデンサＣ１は放電を開始する。即
ち、コンパレータＣＭＰ２が“Ｌ”レベルになると同時
にトランジスタＱ３がオンし、コンデンサＣ１の電荷は
主にダイオードＤ１、抵抗Ｒ５およびトランジスタＱ３
を通して放電する。つまり、コンデンサＣ１、ダイオー
ドＤ１、抵抗Ｒ１５およびトランジスタＱ３は特許請求
の範囲にいう第１計時手段に該当し、この時定数Ｃ１×
Ｒ１５に基づき第１所定時間（ｔα）が決定される。

【００５２】また、コンパレータＣＭＰ２の出力は、抵
抗Ｒ１９を介してトランジスタＱ４のベースにも供給さ
れている。つまり、コンパレータＣＭＰ２の出力が有効
（“Ｈ”レベル）のとき、トランジスタＱ４はオン状態
に遷移して、これに伴ってトランジスタＱ３はオフ状態
に遷移する。さらにトランジスタＱ３のオフ動作によっ
てトランジスタＱ２がオフ状態に遷移する。

【００５３】次に、以上説明した本実施形態の電源供給
制御装置の回路構成を踏まえて、電源供給制御方法を説
明する。具体的な動作説明を行う前に、図３を参照し
て、本実施形態の電源供給制御装置および電源供給制御
方法が利用する原理について説明する。ここで、図３
（ａ）は概念的回路図、図３（ｂ）はオフ状態からオン
状態への遷移時のドレイン−ソース間電圧の立ち下がり
特性の説明図である。

【００５４】半導体スイッチとしてサーマルＦＥＴＱＦ
を使用した場合、電源１０１から負荷１０２への電力供
給経路は、概念的に図３（ａ）に示すように表される。
図中、Ｌ０は電力供給経路の配線インダクタンスであ
り、Ｒ０は配線抵抗と負荷１０２の抵抗の合成抵抗であ
る。なお、経路または負荷１０２において短絡故障が発
生した場合にはＲ０には短絡抵抗も含まれることとな
る。ここで短絡抵抗は、本実施形態が適用対象としてい
る自動車において負荷１０２をヘッドライトと仮定した
場合には、上述の完全短絡（デッドショート）の場合に
約４０［ｍΩ］以下であり、不完全短絡の場合は約４０
〜５００［ｍΩ］である。

【００５５】このような電力供給経路の一部を成すサー
マルＦＥＴＱＦのドレイン−ソース間電圧ＶDSは、ｎチ
ャネル型のサーマルＦＥＴＱＦがオフ状態からオン状態
へ遷移する際の立ち下がり電圧特性は、図３（ｂ）に示
す如くなる。図中、は完全短絡（デッドショート）の
場合、は通常動作の場合、は不完全短絡の場合の立
ち下がり電圧特性である。即ち、立ち下がり特性は、ゲ
ート回路の定数（ゲート印加電圧と直列抵抗ＲＧ）と電
力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持つ配線イ
ンダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に基づく時
定数に応じて変化する。

【００５６】例えば、短絡が発生していない通常動作
では電位Ｖ３（第３しきい値）以下に速やかに収れんす
るが、完全短絡が発生している場合には該電位Ｖ３以
下にならない。また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全
短絡が発生している場合には、該電位Ｖ３以下に収れ
んするものの、収れんするまでに長い時間を要するとい
った特性を示している。本実施形態の電源供給制御方法
では、このようなｎチャネル型のサーマルＦＥＴＱＦに
おけるオフ状態からオン状態に遷移する際の過渡的な立
ち下がり電圧特性を利用している。

【００５７】次に、図４に示す実施形態の電源供給制御
装置におけるサーマルＦＥＴＱＦの電流と電圧を例示す
る波形図を参照して、具体的な電源供給制御方法を説明
する。ここで、図４（ａ）はドレイン電流ＩＤ（Ａ）
を、図４（ｂ）はドレイン−ソース間電圧ＶDSをそれぞ
れ示し、図中の○付き数字は図３（ｂ）におけるものと
同様である。

【００５８】先ず、第１段階では、コンパレータＣＭＰ
１において、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で決定される第１しき
い値（Ｖ１に相当）と抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されたサー
マルＦＥＴＱＦのドレイン−ソース間電圧（ＶDSに相
当）とを比較して、ＶDSがＶ１を超えたら、駆動回路１
１１によりサーマルＦＥＴＱＦをオフ制御する。

【００５９】次に、第２段階では、サーマルＦＥＴＱＦ
のドレイン−ソース間電圧ＶDSが第２しきい値（Ｖ２）
を超えた後に、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１５による
放電回路により第１所定時間（ｔα）を計時して、該第
１所定時間を計時した後、サーマルＦＥＴＱＦをオン制
御する。

【００６０】さらに、第３段階では、サーマルＦＥＴＱ
Ｆのドレイン−ソース間電圧ＶDSが一旦第３しきい値
（Ｖ３）以下になった後、ドレイン−ソース間電圧ＶDS
が第３しきい値（Ｖ３）と等しく（ＶDS＝Ｖ３）なって
から、抵抗Ｒ１８およびコンデンサＣ１による充電回路
により第２所定時間（ｔβ）を計時して、該第２所定時
間を計時した後、コンパレータＣＭＰ１によってドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSが第１しきい値（Ｖ１）を超えた
と判断されたときにサーマルＦＥＴＱＦをオフ制御す
る。また、コンパレータＣＭＰ１によってドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSが第１しきい値（Ｖ１）以下（ＶDS≦Ｖ
１）と判断されたときにはサーマルＦＥＴＱＦをオン制
御する。

【００６１】つまり、完全短絡（デッドショート）が発
生している場合（図中）には、サーマルＦＥＴＱＦが
オフ状態からオン状態に遷移したときに、ドレイン電流
ＩＤは急激に流れて、ドレイン−ソース間電圧ＶDSは第
３しきい値（Ｖ３）以下には下がらず、サーマルＦＥＴ
ＱＦのオン状態を継続して、サーマルＦＥＴＱＦを過熱
させ、過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳ
のオン状態への遷移によってサーマルＦＥＴＱＦを過熱
遮断させる。

【００６２】また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短
絡が発生している場合（図中）には、サーマルＦＥＴ
ＱＦがオフ状態からオン状態に遷移したときに、サーマ
ルＦＥＴＱＦのドレイン−ソース間電圧ＶDSは第１しき
い値（Ｖ１）と第３しきい値（Ｖ３）との間にあって、
上記第２段階および第３段階の動作によりサーマルＦＥ
ＴＱＦのオン／オフ制御が繰り返し行われることとな
る。これにより、ドレイン電流ＩＤが大きく変動し、サ
ーマルＦＥＴＱＦの周期的な発熱作用によって、過熱遮
断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状態へ
の遷移によってサーマルＦＥＴＱＦの過熱遮断を速める
ことができる。

【００６３】また、第１しきい値（Ｖ１）、第２しきい
値（Ｖ２）、第３しきい値（Ｖ３）、第１所定時間（ｔ
α）および第２所定時間（ｔβ）の可変設定は、それぞ
れ関連する抵抗およびコンデンサＣ１の値を変更するこ
とにより可能である。本実施形態の電源供給制御装置
は、図１および図２の回路構成図から明らかなように、
コンデンサＣ１を除くサーマルＦＥＴＱＦおよび駆動部
分の構成を１チップ化することが可能である。このよう
に１チップ化する場合には、コンデンサＣ１は外付けと
して容量値を任意に設定可能であるし、抵抗の可変設定
については、例えば複数種の抵抗値から選択して使用す
る形態を採ればよい。

【００６４】以上説明したように。本実施形態の電源供
給制御装置および電源供給制御方法では、電流検出を行
うために電力の供給経路に直列接続される従来のような
シャント抵抗を不要とし、装置全体としてのの熱損失を
抑えることができ、また、完全短絡による過電流検出の
みならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などの
レアショートが発生した場合の異常電流をもハードウェ
ア回路によって連続的に検出可能である。

【００６５】また、不完全短絡の場合、サーマルＦＥＴ
ＱＦのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大きく変
動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用によって過
熱保護機能によるサーマルＦＥＴＱＦの遮断（オフ制
御）を速めることができる。さらに、パラメータ｛第１
しきい値（Ｖ１）、第２しきい値（Ｖ２）、第３しきい
値（Ｖ３）、第１所定時間（ｔα）および第２所定時間
（ｔβ）｝の可変設定により、負荷の種別（ヘッドラン
プ、駆動モータ等）に応じた完全短絡、不完全短絡の切
り分けを確実に検出することが可能となり、短絡故障に
対する保護を精度良く行うことができる。

【００６６】また、シャント抵抗を用いずに高精度の過
電流検出が可能であり、さらにマイコンを用いないハー
ドウェア回路のみで構成して半導体スイッチのオン／オ
フ制御を行えるため、電源供給制御装置の実装スペース
を縮小でき、装置コストを大幅に削減することができ
る。

【００６７】〔実施形態の変形例〕次に、上記実施形態
の電源供給制御装置の第１、第２および第３の各変形例
について、図を参照して説明する。図５は実施形態の第
１変形例の突入電流マスク回路の回路構成図である。

【００６８】負荷１０２（例えばヘッドライト）をオン
させると、安定状態の数倍から数十倍の突入電流が流れ
る。その突入電流が流れる期間は負荷１０２の種類や容
量（大きさ）によって異なり、だいたい３［msec］から
２０［msec］である。この突入電流が流れる期間に、上
記実施例で説明したような過電流制御が行われると、負
荷１０２が定常状態に至るまでに時間を要してしまい、
ライトの点灯が遅れるなどの負荷自身の応答が悪くなる
場合がある。第１変形例では、図５に示すような突入電
流マスク回路５０１（特許請求の範囲にいう禁止手段に
該当する）を図１の構成に付加することによってこのよ
うな問題を解消する。

【００６９】図５において、突入電流マスク回路５０１
は、ＦＥＴＱ２１，Ｑ２２、トランジスタＱ２３、ダイ
オードＤ４、抵抗Ｒ５３〜Ｒ５７およびコンデンサＣ２
を備えて構成されている。なお、図中の各ノードＮＢ
（Ｄ），ＮＦＧ（Ｇ），ＮＬ（Ｓ）はそれぞれ図１中の
同一ノードに接続され、抵抗Ｒ１およびＲ２は図１中の
ものと重複する。

【００７０】サーマルＦＥＴＱＦがオン状態に遷移する
と、ゲート−ソース間電圧がダイオードＤ４および抵抗
Ｒ５５を介してＦＥＴＱ２２のゲートに供給され、また
同じくゲート−ソース間電圧がダイオードＤ４および抵
抗Ｒ５４を介してＦＥＴＱ２１のゲートに供給される。
ＦＥＴＱ２２のゲートはコンデンサＣ２を介してサーマ
ルＦＥＴＱＦのソースＳに接続されており、サーマルＦ
ＥＴＱＦがオン状態に遷移した直後はコンデンサＣ２が
未充電であるため、ＦＥＴＱ２２のゲート電位が十分に
上がらずＦＥＴＱ２２はオン状態に遷移できない。ま
た、ＦＥＴＱ２１はＦＥＴＱ２２がオフ状態にある間は
オン状態にあり、このためＰＮＰトランジスタＱ２３が
オンしてコンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子に供給
される分圧点をサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤに結合
させる。そのため、コンパレータＣＭＰ１の出力は
“Ｈ”レベルに保たれて、大きな突入電流が流れてもサ
ーマルＦＥＴＱＦはオフ状態に遷移しない。

【００７１】時間の経過により、コンデンサＣ２は抵抗
Ｒ５５を介して充電されていき、ついにはＦＥＴＱ２２
がオン状態に遷移する。これに伴ってＦＥＴＱ２１がオ
フ状態に遷移し上記マスク状態が終了して、過電流検出
制御が機能することとなる。

【００７２】なお、抵抗Ｒ５６はサーマルＦＥＴＱＦが
オフ状態に遷移した後、コンデンサＣ２をリセットする
ための放電抵抗である。Ｒ５５≪Ｒ５６となるように設
定してマスク時間に影響しないようにするのが望まし
い。また、マスク時間はＲ５５×Ｃ２の時定数で決定さ
れるので、１チップ化する場合には外付けのコンデンサ
Ｃ２の容量値を任意に変更することにより、マスク時間
の調整が可能となる。

【００７３】次に、図６は実施形態の第２変形例の過熱
遮断促進回路の回路構成図である。上記実施形態では、
完全短絡による過電流が検出された場合には、すぐに過
熱遮断による保護が機能してサーマルＦＥＴＱＦを過熱
遮断（オフ制御）することが可能であるが、不完全短絡
の場合には、サーマルＦＥＴＱＦのオン／オフ制御を繰
り返し行って、サーマルＦＥＴＱＦの周期的な発熱作用
によって過熱遮断を機能させるので、過熱遮断までの時
間が相対的に長くなることが考えられる。本変形例で
は、過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段）６０１によ
って不完全短絡の場合でもサーマルＦＥＴＱＦの遮断を
速める。

【００７４】図６において、過熱遮断促進回路６０１
は、ＦＥＴＱ３１、トランジスタＱ３２〜Ｑ３４、ダイ
オードＤ１１，Ｄ１２、ツェナーダイオードＺＤ３、抵
抗Ｒ６１〜Ｒ６６およびコンデンサＣ３を備えて構成さ
れている。なお、図中の各ノードＮＢ（Ｄ），ＮＦＧ
（Ｇ），ＮＬ（Ｓ），ＴＧはそれぞれ図１中の同一ノー
ドに接続されるものとする。

【００７５】過電流制御に入り、駆動回路１１１のシン
クトランジスタＱ６が周期的にオン状態（サーマルＦＥ
ＴＱＦのゲート電位が“Ｌ”レベルとなってトランジス
タＱ３２がオン状態）となり、その間にサーマルＦＥＴ
ＱＦのソース電位が“Ｈ”レベル（ツェナーダイオード
ＺＤ３のツェナー降伏電圧ＶＺＤ＋１．４［Ｖ］以上）
になる度にトランジスタＱ３３，Ｑ３４がオンし、コン
デンサＣ３はトランジスタＱ３２，Ｑ３３および抵抗Ｒ
６４を介して充電される。即ち、サーマルＦＥＴＱＦが
オン／オフ動作を繰り返しているときにのみコンデンサ
Ｃ３が充電され、連続オンまたはオフ動作のときは充電
されない。ＦＥＴＱ３１のゲート電位は最初はしきい値
以下なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ３の充電に
伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ３１はオン状態
に遷移する。

【００７６】抵抗Ｒ６２を介して端子ＴＧ（サーマルＦ
ＥＴＱＦの真のゲート）から接地電位（ＧＮＤ）に電流
が流れ、端子ＴＧに蓄積される電荷量が減少する。この
ため、同じ負荷抵抗に対してもドレイン−ソース間電圧
ＶDSが大きくなり、サーマルＦＥＴＱＦの電力消費が増
大して過熱遮断が早まることとなる。なお、抵抗Ｒ６２
が小さいほど過熱遮断は早まる。また、抵抗Ｒ６３はコ
ンデンサＣ３の放電抵抗であり、Ｒ６１≪Ｒ６３となる
ように設定するのが望ましい。

【００７７】さらに、図７は実施形態の第３変形例のオ
ン／オフ回数積算回路の回路構成図である。上記実施形
態における不完全短絡の場合に、サーマルＦＥＴＱＦの
オン／オフ制御を繰り返し行って、サーマルＦＥＴＱＦ
の周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能させること
から、過熱遮断までの時間が相対的に長くなるという問
題点を、本変形例では次のようにして解消する。即ち、
サーマルＦＥＴＱＦのオン／オフ制御回数が所定回数に
達したときにオフ制御させるオン／オフ回数積算回路
（回数制御手段）７０１を付加することにより、サーマ
ルＦＥＴＱＦの遮断を速める。

【００７８】図７において、オン／オフ回数積算回路７
０１は、ＦＥＴＱ４１、トランジスタＱ４２〜Ｑ４４、
ダイオードＤ１３，Ｄ１４、ツェナーダイオードＺＤ
４、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７６およびコンデンサＣ４を備えて
構成されている。なお、図中の各ノードＮＢ（Ｄ），Ｎ
ＦＧ（Ｇ），ＮＬ（Ｓ）はそれぞれ図１中の同一ノード
に接続されるものとする。また図中のノードＮＡについ
ては、図８に示すサーマルＦＥＴの回路構成図における
ノードＮＡに接続される。ここで、図８は第３変形例に
使用されるサーマルＦＥＴの詳細な回路構成図であり、
図２の回路構成に対してダイオードＤ７，Ｄ８および抵
抗Ｒ３６が付加された構成である。

【００７９】過電流制御に入り、サーマルＦＥＴＱＦの
オン／オフ動作中にゲート電位が周期的に“Ｌ”レベル
となってトランジスタＱ４２がオン状態となり、その間
にサーマルＦＥＴＱＦのソース電位が“Ｈ”レベルにな
る度にトランジスタＱ４３，Ｑ４４がオンし、コンデン
サＣ４はトランジスタＱ４２，Ｑ４３および抵抗Ｒ７４
を介して充電される。即ち、サーマルＦＥＴＱＦがオン
／オフ動作を繰り返しているときにのみコンデンサＣ３
が充電され、連続オンまたはオフ動作のときは充電され
ない。ＦＥＴＱ４１のゲート電位は最初はしきい値以下
なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ４の充電に伴っ
てゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ４１はオン状態に遷
移する。図８の温度センサ１２１（４個のダイオード）
のアノード側が引き下げられるので、高温状態と同じ条
件となって過熱遮断用ＦＥＴがオン状態に遷移してサー
マルＦＥＴＱＦを遮断（オフ制御）する。なお、回数積
算による遮断時間は約１［sec］程度が望ましい。

【００８０】なお、上記変形例では、サーマルＦＥＴＱ
Ｆのオン／オフ制御回数をコンデンサＣ４に蓄えられる
電荷量で判断したが、駆動回路１１１の出力をそのまま
計数するカウンタでオン／オフ回数積算回路を構成し
て、該カウンタの計数値が所定値に達した時に、過熱遮
断用ＦＥＴＱＳをオン状態に遷移させてサーマルＦＥＴ
ＱＦを遮断するようにしてもよい。

【００８１】以上説明した実施形態およびその変形例に
係る電源供給制御装置の回路構成においては、スイッチ
ング素子、即ちサーマルＦＥＴＱＦ，トランジスタＱ１
〜Ｑ６，過熱遮断用ＦＥＴＱＳおよびＦＥＴＱ１１〜Ｑ
４１としてｎチャネル型のものを使用したが、本発明に
係る電源供給制御装置の回路構成はこれに限定されるも
のではなく、ｐチャネル型のものを使用してもよい。但
し、各スイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲート
電位が“Ｌ”／“Ｈ”レベルに逆転することに伴う回路
変更が必要となる。また、サーマルＦＥＴＱＦの代わり
にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を
使用することも可能である。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電源供給
制御装置および電源供給制御方法においては、半導体ス
イッチにおけるオフ状態からオン状態に遷移する際の過
渡的な半導体スイッチの電圧特性を利用して過電流検出
保護を行うこととしたので、電流検出を行うために電力
の供給経路に直列接続される従来のようなシャント抵抗
を不要として装置の熱損失を抑えることができ、また、
完全短絡による過電流のみならず、不完全短絡（レアシ
ョート）が発生した場合の異常電流をもハードウェア回
路またはマイコン等のプログラム処理によって連続的に
検出可能である。さらに、シャント抵抗を用いずに過電
流の検出が可能であり、特に半導体スイッチのオン／オ
フ制御をハードウェア回路で構成した場合はマイコンも
不要であるため、実装スペースを縮小できるとともに、
装置コストを大幅に削減可能である。

【００８３】特に、過熱保護手段を備える場合には、あ
る程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡が発生したとき、半
導体スイッチのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を
大きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用に
よって過熱保護手段による半導体スイッチの遮断を速め
ることができ、不完全短絡（レアショート）発生時の異
常電流に対してハードウェア回路のみによる対処が可能
なので、高速応答を実現できる。

【００８４】また、各パラメータ（第１しきい値、第２
しきい値、第３しきい値、第１所定時間および第２所定
時間）を可変設定することにより、負荷の種別に応じた
完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出すること
が可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態の電源供給制御装置の回路
構成図である。

【図２】実施形態で使用する半導体スイッチ（サーマル
ＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。

【図３】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図であり、図３
（ａ）は概念的回路図、図３（ｂ）はオフ状態からオン
状態への遷移時のドレイン−ソース間電圧の立ち下がり
特性の説明図である。

【図４】短絡故障時および通常動作時の実施形態の電源
供給制御装置における半導体スイッチの電流（ａ）と電
圧（ｂ）を例示する波形図である。

【図５】実施形態の第１変形例の突入電流マスク回路の
回路構成図である。

【図６】実施形態の第２変形例の過熱遮断促進回路の回
路構成図である。

【図７】実施形態の第３変形例のオン／オフ回数積算回
路の回路構成図である。

【図８】第３変形例で使用する半導体スイッチ（サーマ
ルＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。

【図９】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御装
置の回路構成図である。

【符号の説明】

１０１ 電源 １０２ 負荷 １１１ 駆動回路 ５０１ 突入電流マスク回路（禁止手段） ６０１ 過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段） ７０１ オン／オフ回数積算回路（回数制御手段） ＱＦ サーマルＦＥＴ ＲＧ 内部抵抗 Ｑ１〜Ｑ６ トランジスタ Ｒ１〜Ｒ７３ 抵抗 ＺＤ１，ＺＤ２ ツェナーダイオード Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ １２１ 温度センサ １２２ ラッチ回路 ＱＳ 過熱遮断用ＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ４１ ＦＥＴ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長嶋 良和 静岡県湖西市鷲津2464−48 矢崎部品株式 会社内 (72)発明者 加藤 晃 静岡県湖西市鷲津2464−48 矢崎部品株式 会社内 Ｆターム(参考） 5G004 AA04 AB02 BA03 BA04 DA04 DC01 DC04 DC12 EA01 FA01 5J055 AX02 AX12 AX32 AX36 AX44 AX47 AX55 BX16 CX20 CX22 CX28 DX09 DX13 DX14 DX22 DX53 DX54 EX01 EX02 EX04 EX06 EX10 EX11 EX23 EY01 EY05 EY10 EY12 EY13 EY17 EY21 EZ01 EZ07 EZ10 EZ31 EZ43 EZ57 FX05 FX06 FX18 FX38 GX01 GX05

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御信号入力端子へ供給される制御信号
   に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
   給を制御する半導体スイッチと、 前記半導体スイッチの端子間電圧を検出する検出手段
   と、 前記半導体スイッチがオフ状態からオン状態へ遷移する
   際の端子間電圧の過渡的な電圧特性を利用して、所定時
   間経過後の該端子間電圧の電圧値に応じて前記半導体ス
   イッチをオン／オフ制御する制御手段と、 を有することを特徴とする電源供給制御装置。
2. 【請求項２】 制御信号入力端子へ供給される制御信号
   に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
   給を制御する半導体スイッチと、 前記半導体スイッチの端子間電圧を検出する検出手段
   と、 前記半導体スイッチの端子間電圧が第１しきい値を超え
   たときに前記半導体スイッチをオフ制御する第１制御手
   段と、 前記半導体スイッチの端子間電圧が第２しきい値を超え
   た後に第１所定時間を計時する第１計時手段と、 前記第１所定時間を計時後、前記半導体スイッチをオン
   制御する第２制御手段と、 一旦前記半導体スイッチの端子間電圧が第３しきい値よ
   り低下した後、前記半導体スイッチの端子間電圧が第３
   しきい値と等しくなってから第２所定時間を計時する第
   ２計時手段と、 前記第２所定時間を計時後、前記半導体スイッチの端子
   間電圧が第１しきい値を超えたときに前記半導体スイッ
   チをオフ制御し、前記半導体スイッチの端子間電圧が第
   １しきい値以下のときに前記半導体スイッチをオン制御
   する第３制御手段と、 を有することを特徴とする電源供給制御装置。
3. 【請求項３】 前記第１しきい値、前記第２しきい値、
   前記第３しきい値、前記第１所定時間または前記第２所
   定時間は、可変設定されることを特徴とする請求項２に
   記載の電源供給制御装置。
4. 【請求項４】 前記半導体スイッチが過熱した場合に該
   半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を
   有することを特徴とする請求項１、２または３に記載の
   電源供給制御装置。
5. 【請求項５】 前記半導体スイッチがオン状態となった
   後の一定期間、前記制御手段、前記第１制御手段、前記
   第２制御手段または前記第３制御手段による制御を禁止
   する禁止手段を有することを特徴とする請求項１、２、
   ３または４に記載の電源供給制御装置。
6. 【請求項６】 前記第２制御手段および前記第３制御手
   段による制御時に、前記過熱保護手段によるオフ制御を
   速める過熱遮断促進手段を有することを特徴とする請求
   項４または５に記載の電源供給制御装置。
7. 【請求項７】 前記制御手段、前記第１制御手段、前記
   第２制御手段または前記第３制御手段によるオン／オフ
   制御回数を積算し、該制御回数が所定回数に達したとき
   に前記半導体スイッチをオフ制御する回数制御手段を有
   することを特徴とする請求項１、２、３、４、５または
   ６に記載の電源供給制御装置。
8. 【請求項８】 制御信号入力端子へ供給される制御信号
   に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
   給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御装置
   の電源供給制御方法において、 前記半導体スイッチの端子間電圧を検出する電圧検出ス
   テップと、 前記半導体スイッチがオフ状態からオン状態へ遷移する
   際の端子間電圧の過渡的な電圧特性を利用して、所定時
   間経過後の該端子間電圧の電圧値に応じて前記半導体ス
   イッチをオン／オフ制御する制御ステップと、 を有することを特徴とする電源供給制御方法。
9. 【請求項９】 制御信号入力端子へ供給される制御信号
   に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
   給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御装置
   の電源供給制御方法において、 前記半導体スイッチの端子間電圧を検出する電圧検出ス
   テップと、 前記半導体スイッチの端子間電圧が第１しきい値を超え
   たときに前記半導体スイッチをオフ制御する第１制御ス
   テップと、 前記半導体スイッチの端子間電圧が第２しきい値を超え
   た後に第１所定時間を計時する第１計時ステップと、 前記第１所定時間を計時後、前記半導体スイッチをオン
   制御する第２制御ステップと、 一旦前記半導体スイッチの端子間電圧が第３しきい値よ
   り低下した後、前記半導体スイッチの端子間電圧が第３
   しきい値と等しくなってから第２所定時間を計時する第
   ２計時ステップと、 前記第２所定時間を計時後、前記半導体スイッチの端子
   間電圧が第１しきい値を超えたときに前記半導体スイッ
   チをオフ制御し、前記半導体スイッチの端子間電圧が第
   １しきい値以下のときに前記半導体スイッチをオン制御
   する第３制御ステップと、 を有することを特徴とする電源供給制御方法。
10. 【請求項１０】 前記半導体スイッチが過熱した場合に
    該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護ステ
    ップを有することを特徴とする請求項８または９に記載
    の電源供給制御方法。
11. 【請求項１１】 前記半導体スイッチがオン状態となっ
    た後の一定期間、前記制御ステップ、前記第１制御ステ
    ップ、前記第２制御ステップまたは前記第３制御ステッ
    プによる制御を禁止する禁止ステップを有することを特
    徴とする請求項８、９または１０に記載の電源供給制御
    方法。
12. 【請求項１２】 前記第２制御ステップおよび前記第３
    制御ステップによる制御時に、前記過熱保護ステップに
    よるオフ制御を速めることを特徴とする請求項１０また
    は１１に記載の電源供給制御方法。
13. 【請求項１３】 前記制御ステップ、前記第１制御ステ
    ップ、前記第２制御ステップまたは前記第３制御ステッ
    プによるオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所
    定回数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御す
    る回数制御ステップを有することを特徴とする請求項
    ８、９、１０、１１または１２に記載の電源供給制御方
    法。