JP2003307775A - Ｌｃｄ駆動電圧温度補正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】集積回路の温度が自己発熱で上昇する場合でも
鮮明な表示を得るＬＣＤ駆動電圧補正方法を提供するこ
と。 【解決手段】本発明は、パワー系を駆動した場合には、
パワー駆動フラグを“オン”し、パワー系を駆動した後
に所定の時間が経過したか否かをカウントして所定時間
経過後にパワー駆動フラグを“オフ”する。そして、当
該パワー駆動フラグがオフされていない場合には、測温
回路の出力に応じて上記Ｄ／Ａコンバータの出力を設定
する作動を禁止することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、ＬＣＤ駆動電圧補
正方法に関する。 【０００２】 【従来の技術】一般に、カメラの電気系の構造上の技術
の推移について考えると、先ず第１段階ではＣＭＯＳか
らなるシーケンス制御回路と、バイボーラ（以下、Ｂｉ
ｐと称す）からなる自動露出（以下、ＡＥと称す）回
路、自動焦点調整（以下、ＡＦと称す）回路などを接続
したものとなっていた。そして、第２段階では、ＣＭＯ
Ｓからなるマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称
す）とＢｉｐからなるＡＥ，ＡＦ回路などを接続したも
のとなっていた。 【０００３】そして、これを更に押し進めた技術とし
て、例えば「写真工業；１９８８年５月号８８頁」に示
される如くＣＭＯＳからなるマイコンとＢｉｐからなる
ＡＥ回路などをＢｉ−ＣＯＳプロセスにて１チップ化し
たものが登場した。ここで、Ｂｉｐからなる回路をＡ
Ｅ，ＡＦ回路などに用いるのは、過去の流れを引きずっ
ていること、アナログ回路はＢｉｐの方が設計しやすい
こと、Ｂｉｐの方が大電流を流しやすいこと等が起因し
ている。 【０００４】さらに、ＣＭＯＳのマイコンを使用したＡ
Ｆ回路としては、一般的に反射光量積分型が用いられて
いる。この他、カメラに関する技術においては、近年、
ＬＣＤにより表示が多用されており、当該ＬＣＤによる
場合、周囲温度による悪影響を受けることに鑑み、ＬＣ
Ｄ駆動源としてＤ／Ａコンバータの電圧を温度により変
更する技術も提案されている。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
ＣＭＯＳマイコンとＢｉｐ回路とを１チップ化しようと
すると、その製造過程でＢｉｐ−ＣＭＯＳプロセスの工
程が必要となり、リードタイムが長くなると共にコスト
も高くなる。また、アナログ部をＢｉｐとしていること
により消費電流も大きくなる。 【０００６】そして、上記ＣＭＯＳのマイコンを使用し
たＡＦ回路として用いられている反射光量積分型装置は
対数圧縮をすることができず、割算機能もないため、高
精度な測距装置を得ようとすると回路規模が大きくなる
という欠点がある。 【０００７】さらに、カメラのＡＦ回路、ＡＥ回路、リ
モコン回路等は微弱な信号を扱うことからノイズに弱い
という欠点があり、従来、これを防ぐためには部品配置
やパターンを工夫する位しか対策がなかった。 【０００８】また、カメラに関する技術においては、種
々のところでデジタルタイマが使用されているが、この
デジタルタイマはクロックを必要とし、このクロックの
ノイズがカメラの撮影動作に必要な種々の測定回路に悪
影響を与えてしまう。 【０００９】そして、上記したように温度測定のための
センサをパワー系のドライブ回路を含んだチップ中に配
設すると、誤測温を起こし、その結果ＬＣＰの適切な電
圧を提供できない。 【００１０】本発明は上記問題に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、集積回路の温度が自己発
熱で上昇する場合でも正確な周囲温度を検知し、当該温
度に基づいて鮮明な表示を得るＬＣＤ駆動温度補正方法
を提供することにある。 【００１１】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の一態様に係るＬＣＤ駆動電圧補正方法で
は、大電流を制御するパワー系回路と、ＬＣＤ表示用電
源用Ｄ／Ａコンバータと、パワー系回路を駆動したこと
を記憶する記憶部と、上記パワー系回路を駆動した後所
定の時間をカウントするタイマと、この所定時間経過後
に上記記憶部をクリアするクリア手段と、測温回路と、
当該測温回路の出力に応じて上記Ｄ／Ａコンバータの出
力を設定する設定手段とを具備するＬＣＤ駆動電圧温度
補正回路によりなされる方法であって、上記記憶部がク
リアされていない場合には、上記設定手段の作動を禁止
することを特徴とするＬＣＤ駆動電圧温度補正方法が提
供される。 【００１２】即ち、本発明の一態様によるＬＣＤ駆動電
圧補正方法では、記憶部がクリアされていない場合に
は、上記設定手段の作動が禁止される。 【００１３】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施例について説明する。 【００１４】図１は、本発明の第１の実施例に係るＣＭ
ＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラの構成
を示す図である。第１の実施例は、アナログ回路をＣＭ
ＯＳで構成しＣＭＯＳアナログ回路とマイクロコンピュ
ータを１チップ化した構成となっている。 【００１５】詳細には同図に示すように、ＣＰＵ（μ−
ｃｏｍコア）１と昇圧回路ブロック２、リモコン回路ブ
ロック３、測距回路ブロック４、ＮＰＮモータプリドラ
イバ回路ブロック５、モータ定電圧回路ブロック６、Ｔ
安定Ｔ比例ＤＡＣ回路ブロック７、コンパレータ８、
Ｂ．Ｃ回路ブロック９、測温回路ブロック１０、リセッ
ト回路ブロック１１、基準電圧回路ブロック１２、測光
回路ブロック１３、ストロボ充電検出回路ブロック１
４、ＰＩ／ＰＲ検出回路ブロック１５、ＰＬＥＤドライ
バ回路ブロック１６、ＰＮＰプリドライバ回路ブロック
１７が一体に構成されており、その周辺にＥＥＰＲＯＭ
１８、ＬＣＤ２１、スイッチ２０、ストロボ回路ブロッ
ク１９が設けられている。 【００１６】以下、図２乃至図４のフローチャートを参
照して、第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使
用したカメラコントローラの動作について詳細に説明す
る。 【００１７】先ず図２のフローチャートを参照して、第
１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメ
ラコントローラのメインシーケンスについて説明する。 【００１８】電池が投入されると、リセット回路ブロッ
ク１１によりリセットがかかり、ＣＰＵ１のプログラム
がスタートする。そして、ＣＰＵ１のフラグ、ＲＡＭや
ポート及びアナログ回路部の初期設定が行なわれる（ス
テップＳ１０１）。さらに、Ｂ．Ｃ回路ブロック９によ
りバッテリーチェックが行なわれ、その結果がＯＫの場
合には次のステップＳ１０３に移行する（ステップＳ１
０２）。そして、昇圧回路ブロック２を“オン”するこ
とによりシステム全体の電圧を保証する（ステップＳ１
０３）。 【００１９】続いて、ステップＳ１０４の割込み許可で
は、スイッチ２０のブロック内にある図示しないレリー
ズスイッチやパワースイッチ、アトブタ開閉スイッチ、
フイルム巻戻しスイッチなどの許可を行なう（Ｓ１０
４）。そして、パワースイッチが“オン”の場合はステ
ップＳ１１１に移行し、“オフ”の場合にはステップＳ
１０６に移行する（Ｓ１０５）。 【００２０】このステップＳ１０６では、ＡＦ回路を
“オフ”したり、昇圧回路を“オフ”したり、ＬＣＤ２
１を“オフ”したり、ポートを電流の流れない状態にす
るなどの消エネモードを設定する。そして、パワー駆動
フラグが“オン”の場合には、一定時間経過してからパ
ワー駆動フラグを“オフ”した後（ステップＳ１０８，
Ｓ１０９）、ＣＰＵ１の原振を止めストップ状態とする
（ステップＳ１１０）。このストップ状態で受けつけら
れるスイッチはパワースイッチ（オンになった場合、丸
印１に移行する）とアトブタ開閉スイッチ、強制フイル
ム巻戻しスイッチ（処理後、丸印１へ移行する）などで
ある。 【００２１】これに対して、ステップＳ１０５におい
て、パワースイッチが“オン”になった場合は、以下の
処理が繰り返される。即ち、まずＬＣＤ２１を表示し
（ステップＳ１１１）、測距回路がいつでも動作できる
ようにするため測距回路ブロック４に電源を供給する
（ステップＳ１１２）。尚、Ｂｉｐ回路の場合は電流が
大きいので常時“オン”することができず、レリーズを
押されてから“オン”するため測定できるまで数１０ｍ
ｓのタイムラグとなる。 【００２２】続いて、ストロボ充電は、ストロボ発光用
のエネルギーをストロボ回路ブロック１９内のメインコ
ンデンサに充電する（ステップＳ１１３）。この充電レ
ベルはストロボ充電電圧検出回路ブロック１４で検出
し、この充電が完了している場合は何もしないで次のス
テップＳ１１４へ移る。 【００２３】続いて、測光回路ブロック１３で被写体の
明るさを測定する（ステップＳ１１４）。この時、リモ
コンモードであるか否かを判定する（ステップＳ１１
５）。 【００２４】そして、リモコンモードである場合には、
リモコン設定処理によりリモコン回路ブロック３を動作
状態にして原振のノイズの影響を除去する為、ＣＰＵ１
をスタンバイ状態にする（ステップＳ１２１，Ｓ１２
２）。 【００２５】このスタンバイ状態は、ストップ状態と異
なり原振は動いているが、ＬＣＤ２１の表示などの最低
必要な部分のみにクロックを供給するモードであり、ア
ナログ回路部へのノイズの影響はほとんどなくなる。さ
らに、このスタンバイ状態において、当然リモコン信号
が入れば後述するサブルーチン“リモコン受信割込み”
（図２０参照）が実行されるが、レリーズスイッチが押
れれば後述するサブルーチン“レリーズ割込み処理”
（図３参照）が実行される。このサブルーチン“レリー
ズ割込み処理”はスタンバイ以外でもパワースイッチの
“オン”の間は随時受け付けられる。そして、その他の
操作スイッチが“オン”された場合には、図中丸印２へ
移行する。 【００２６】一方、リモコンモードでない場合には、タ
イマを開始した後、スタンバイ状態に入る（ステップＳ
１１６，１１７）。このスタンバイ状態が解除されるの
は、操作スイッチが押されるか上記タイマがオーバーフ
ローした場合であり、当該タイマでメインルーチンの繰
り返し間隔が決まる。さらに、スタンバイ状態が解除さ
れた場合はサブルーチン“スイッチ処理”が実行され
（ステップＳ１１８）、図示しないモードスイッチが押
された場合のモード切換やズームスイッチが押された場
合のズーム駆動指示などが行なわれる。 【００２７】そして、パワー駆動フラグが“オン”にな
っている場合は、“オン”になってから一定時間経過し
たか否かを確認し（ステップＳ１１９）、一定時間経過
した場合はパワー駆動フラグを“オフ”にする（ステッ
プＳ１２０）。尚、このパワー駆動フラグは測温回路を
使用して良いか否かの判定フラグである。さらに、上記
した一定時間とはチップが周囲温度に戻る為の時間であ
る。以上の動作をパワースイッチが“オフ”になるまで
繰り返す。 【００２８】本発明はチップをＣＭＯＳアナログ回路で
構成している為、基本的には各回路とも消費電流が少な
く済み、従って、チップ自身の発熱は少ない。そして、
バイポーラと異なり、チップ温度が上昇しないので、い
つ測温しても周囲の温度と同等である。しかし、モータ
プリドライバーなどのパワー系を駆動した場合は、バイ
ポーラと差はなく電流を必要とする為、チップの温度は
上昇するので、パワー系を駆動した場合はパワー駆動フ
ラグを“オン”し、パワー駆動フラグが“オン”の間は
測温しないような工夫をしている。 【００２９】次に、図３のフローチャートを参照して、
レリーズスイッチが押された時又はリモコン信号を受信
した時に実行するサブルーチン“レリーズ割込み”のシ
ーケンスについて詳細に説明する。 【００３０】本ルーチンに入ると、先ずパワー駆動フラ
グをチェックし、該フラグが“オフ”ならば測温し、
“オン”ならば未だＩＣ自身の温度が高いので測温せず
に前回の測温値を使用する。そして、この温度はレンズ
の温度係数の補正などに使用される（ステップＳ２０１
〜Ｓ２０３）。 【００３１】続いて、測光中であるか否かを確認し、測
光中である場合はレリーズタイムラグになるので測光を
中断し前回の測光値を使用する。そして、メインフロー
で常時測光をしているので、測光が終っている場合は該
値を使用する。即ち、測光時間は疑似的にはゼロという
事になる（ステップＳ２０４，２０５）。 【００３２】そして、ストロボが必要であるか否かを判
断し（ステップＳ２０６）、ストロボが必要でない場合
には充電を中止し、次のステップＳ２１０へ進む。そし
て、ストロボが必要である場合には充電が完了している
か否かを判断し（ステップＳ２０８）、完了している場
合には次のステップＳ２１０へ、未完了である場合には
未充電の警告を出した後、割り込みを抜ける（ステップ
Ｓ２０９）。 【００３３】さらに、測距回路ブロック４で被写体まで
の距離を測定し（ステップＳ２１０）、リモコン受信フ
ラグを確認し（ステップＳ２１１）、リモコンを受信し
ている場合にはリモコン受信フラグとリモコン回路、リ
モコンモードをそれぞれ“オフ”してから撮影シーケン
スに移る（ステップＳ２１２〜Ｓ２１７）。 【００３４】そして、リモコン受信していない場合は、
２ｎｄレリーズのオン／オフを確認し（ステップＳ２１
５）、２ｎｄレリーズが“オン”になるまで待機する。
このとき、２ｎｄレリーズが“オン”にならずにレリー
ズスイッチが“オフ”になった場合には割込みを抜ける
（ステップＳ２１６）。 【００３５】さらに、ステップＳ２１７の撮影シーケン
スでは、まずピント位置にフォーカスレンズを駆動す
る。続いてシャッタを駆動し、フイルムを巻き上げ、モ
ータを動かしたのでパワー駆動フラグを“オン”し、割
込みを抜け（ステップＳ２１７〜Ｓ２２１）、メインル
ーチンに戻る。 【００３６】次に、図４を参照して、サブルーチン“Ｌ
ＣＤ ＯＮ”のシーケンスについて詳細に説明する。 【００３７】本ルーチンに入ると、先ずパワー駆動フラ
グを確認し（ステップＳ３０１）、当該フラグが“オ
フ”ならば測温を行った後、ＬＣＤ２１の駆動電圧を設
定する（ステップＳ３０２，Ｓ３０３）。本実施例で
は、このＬＣＤ２１の駆動電圧を図５に示す範囲で設定
することで、温度変化があっても表示濃度が変らないよ
うにしている。続いて、パワー駆動フラグが“オン”の
場合は、ＬＣＤ２１の駆動電圧を設定せずに前回設定し
た電圧を維持する。そして、フィルムコマ数やカメラの
モードなどの表示を行った後（ステップＳ３０４）、メ
インルーチンに戻る。 【００３８】以下、第１の実施例に係るＣＭＯＳアナロ
グ回路を使用したカメラコントローラの各回路ブロック
について詳細に説明する。 【００３９】ＣＭＯＳプロセスのみを使用したＣＭＯＳ
アナログ回路において、従来のアナログ回路の様に大き
なダイナミックレンジや割り算機能を可能とする技術の
１つとして、ＣＭＯＳプロセスに寄生してから存在する
バイポーラトランジスタを利用する技術がある。 【００４０】例えば、図６にはＣＭＯＳプロセス内に存
在するＮＰＮバイポーラトランジスタとＰＮＰバイポー
ラトランジスタの構成を示し説明する。 【００４１】同図（ａ）に示すように、Ｐ⁻ウェルをベ
ース領域，このウェルの内部のＮ^＋をエミッタ，さらに
Ｎ⁻サブストレートをコレクタとみなせば、寄生ＮＰＮ
バイポーラトランジスタができる。但し、このトランジ
スタのコレクタは電源ラインにつながっている。 【００４２】また、同図（ｂ）に示すように、Ｎ⁻ウェ
ルをベース領域，このウェルの内部のＰ^＋をエミッタ，
さらにＰ⁻サブストレートをコレクタとみなせば、寄生
ＰＮＰバイポーラトランジスタができる。但し、このト
ランジスタのコレクタはＧＮＤラインにつながってい
る。 【００４３】従って、このようなＣＭＯＳプロセスにお
ける寄生トランジスタを利用することによりＣＭＯＳプ
ロセスのみにおけるＣＭＯＳアナログ回路においても、
従来のパイポーラアナログ回路と同様、大きなダイナミ
ックレンジや割り算機能を可能とすることができる。 【００４４】次に、図７はＣＭＯＳプロセスにおける寄
生ＮＰＮトランジスタを利用した測距回路ブロック４の
具体的な構成を示す図である。 【００４５】同図において、μ−ｃｏｍコア３１からの
発光信号Ｐ0 により投光回路部のＰＭＯＳトランジスタ
３２を“オン”し、外付けのパワートランジスタ３３を
“オン”することにより、投光素子３４で発光されたパ
ルス光は、投光レンズ３５により集光され、被写体距離
ａに位置する被写体３６に向けて照射される。 【００４６】そして、この被写体３６で反射された反射
光は、上記投光レンズ３５から基線長Ｓ隔てて配置され
た受光レンズ３７を介し、その焦点距離ｆj の位置に配
置された半導体位置検出素子（以下、ＰＳＤと略記す
る）３８上に結像される。 【００４７】さらに、このＰＳＤ３８の両端子から出力
された信号光電流Ｉ1 ，Ｉ2 は、後述する信号光電流検
出回路３９，３９ａによって検出される。 【００４８】このように、測距回路ブロック４は、測距
対象物に光パルスを投射する投光回路３２と、測距対象
物からの反射光を受光して信号パルス光電流成分を検出
し増幅する信号光電流検出回路３９，３９ａと、前記検
出された光電流から被写体の距離情報を求める演算回路
４０と、この演算回路４０の出力をＡ／Ｄ変換するカウ
ント回路４１とで構成されている。そして、上記信号光
電流検出回路３９，３９ａにはそれぞれ同一の構成部材
を使用し且つ同様の構成としているので、信号光電流検
出回路３９についてのみ説明し、同一構成部材３９ａに
ついては同一番号に“ａ”を付し、その説明は省略す
る。 【００４９】上記投光回路のＩＲＥＤ３４は、トランジ
スタ３３によりドライブされる。そして、この外付けパ
ワートランジスタ３３のオン／オフは、μ−ｃｏｍコア
３１と同一チップ内に構成されたＰＭＯＳトランジスタ
３２により制御される。 【００５０】ここで注意すべきことは、ＰＭＯＳトラン
ジスタ３２は１０数ｍＡのドライブ電流を流す必要があ
る為、そのソース電源としてＶcc1 を利用し、μ−ｃｏ
ｍコア３１を含め他の回路ブロックの電源Ｖcc2 とは別
系統のパワー系電源となる様構成されていることであ
る。このように、電源系をチップ内でパワー系電源であ
るＶcc1 と安定化された電源であるＶcc2 少なくとも２
系統の電源とすることで、大電流ドライブ時の電源変動
が、測定・制御回路ブロックに悪影響を及ぼすことを防
止している。さらに、上記ＰＭＯＳトランジスタ３２の
オン／オフはμ−ｃｏｍコア３１の制御端子Ｐ0 により
制御され、この端子出力信号によりＩＲＥＤ３４からパ
ルス波形で投射される赤外光のオン／オフが制御され
る。 【００５１】一方、上記光電流検出回路部９は、ＣＭＯ
Ｓオペアンプ４２とＰウェルをベース、Ｐウェル内のＮ
^＋をエミッタ、Ｎ⁻サブストレートをコレクタとするＣ
ＭＯＳ内に存在する寄生ＮＰＮトランジスタ４３とで構
成されるプリアンプ回路と、ＣＭＯＳ−オペアンプ４４
とＮＭＯＳトランジスタ４５とその周辺回路からなる背
景光除去回路とで構成されている。 【００５２】そして、ＰＳＤ３８の片チャンネルから得
られる信号パルス電流Ｉ2 は、プリアンプ回路を構成す
るオペアンプ４２に供給される。このオペアンプ４２
は、トランジスタ１３によって帰還がかけられるよう
に、その出力端をトランジスタ４３のエミッタに、反転
入力端をベースに非反転入力端を不図示の基準電源Ｖre
f1に、それぞれ接続されており、これによってトランジ
スタ４３のベース入力抵抗は等価的に数ＫΩ程度に下げ
られている。 【００５３】さらに、背景除去回路を構成するオペアン
プ４４の出力は、ＣＭＯＳトランスミッションゲート４
６を介して、チップ内部に形成されたコンデンサと、背
景引き抜き用ＮＭＯＳトランジスタ４５のゲートに接続
されている。非投光時に制御回路部であるμ−ｃｏｍコ
ア３１の端子Ｐ1 のハイレベル“Ｈ”信号がトランスミ
ッションゲート４６に与えられると、オペアンプ４２、
トランジスタ４３、オペアンプ４４、トランスミッショ
ンゲート４６、トランジスタ４５のフィードバックルー
プに従って、オペアンプ４４の反転端子がイマジナリー
ショートによって図示しない基準電圧源出力のＶref2に
なるようにオペアンプ４４が動作した結果、コンデンサ
４７に、この時の背景光に応じた電荷が蓄積されると共
に、背景光電流成分のみがトランジスタ４５によってグ
ランドラインに引き抜かれる。 【００５４】上記フィードバックループにより、トラン
ジスタ４３のＶBEは、次式で与えられる。そして、通常
ＶBE＝０．５５Ｖ付近になるようにＶref1，Ｖref2が設
定されている。 【００５５】ＶBE＝Ｖref1−Ｖref2 …（１） この様な状態の時のエミッタ電流は、得られる信号光電
流Ｉ1 の最小値のβN倍よりも充分小さくしておき、測
距上の誤差が小さいレベルにおさえておく必要がある。
しかし、あまりに小さくしすぎると応答性の問題が生じ
る為、注意しなければならない。これに対する工夫につ
いては後述する。 【００５６】そして、投光時には、トランスミッション
ゲート４６が“オフ”するので、上述したフィードバッ
クループが破れるが、コンデンサ４７に蓄積された電荷
によりトランジスタ４５が、背景光による光電流をＧＮ
Ｄに排出しつづけるので、ＰＳＤ３８の片チャンネルか
ら得られる光電流のうち、背景光による光電流を除いた
パルス光成分のみが、トランジスタ４１３でβN 倍され
てエミッタ電流としてβN ×Ｉ2 として流れ、この時の
エミッタ電位は次式で示される。 【００５７】 【数１】 【００５８】同様にして投光時にオペアンプ１２Ａの出
力、即ちトランジスタ１３Ａのエミッタ電位は次式で示
される。 【００５９】 【数２】 【００６０】そして、演算出力回路４０は、抵抗４９，
５０，５１，５２とＣＭＯＳオペアンプ５３からなる引
き算回路を構成している。この引き算回路により上記
（２），（３）式で示される電圧の引き算が行われ、そ
の出力として下記の電圧値が得られる。 【００６１】 【数３】 【００６２】この出力電圧値は、被写体距離ａの逆数１
／ａに比例する電圧であるので、当該値を求めることで
被写体までの距離を求めることができる。尚、図８に上
記出力電圧と被写体距離ａの逆数との関係を示す。 【００６３】以下、図９のフローチャートを参照して、
測距回路ブロック４による測距のシーケンスについて説
明する。ここでは、出力電圧をＳとし、Ｓ／Ｎ比を向上
させる為に３６回測定した場合の出力の平均をとってい
る。更に、Ｐ１オン時間は４００μｓ、Ｐ０オン時間は
２００μｓとした（ステップＳ４０１〜Ｓ４１２）。
尚、本シーケンスにおける設定値“３６回”、“４００
μｓ”、“２００μｓ”は一例に過ぎず、これに限定さ
れるものではない。 【００６４】次に、図１０はＣＭＯＳプロセスにおける
寄生ＮＰＮトランジスタを利用した測光回路ブロック１
３の具体的な構成を示す図である。 【００６５】同図に示すように、測光素子として撮影画
面の中央部の狭い範囲の被写体輝度を測定する為のスポ
ット測光用受光素子Ｓp と、撮影画面の広い範囲の被写
体輝度を測定する為の平均測光素子Ａv とを用いてお
り、各光電流ＩAv，ＩSpが、後述する測光回路ブロック
１３によって検出される。 【００６６】測光回路は、ＩAvをエミッタ電流として流
すＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタ６
１と、同じくＩSpをエミッタ電流として流すＣＭＯＳプ
ロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタ６２と、定電流
源６３と、ＣＭＯＳオペアンプ６４と、ＣＭＯＳプロセ
スにおける寄生ＮＰＮトランジスタ６５と、温度に比例
する図示しない基準電圧源Ｖref3とで構成されるＩs
（トランジスタの飽和電流）キャンセル用基準電圧回路
と、コンパレータ６６，６７及び温度に比例する電圧出
力を出力するＴ比例ＤＡＣ６８で構成されるＴ比例ＡＤ
変換器６９とからなる。このような構成において、オペ
アンプ６４の出力電位ａ、即ち、Ｉs キャンセル用基準
電圧は、次式で示される。 【００６７】 【数４】 よって、ｂポイントの電位は次式で示される。 【００６８】 【数５】 同様にｃポイントの電位は次式で示される。 【００６９】 【数６】 【００７０】ここで、ＩAv＝２^ｍ・Ｉref ，Ｉsp＝２^ｌ
・Ｉref とすると、ｂ，ｃポイントの電位はそれぞれ次
式で示される。尚、ＶT ｌｎ（２）は３０℃において約
１８ｍＶであって温度に比例する電圧である。 【００７１】 Ｖref3−ＶT ｌｎ（２）・ｌ …（８） Ｖref3−ＶT ｌｎ（２）・ｍ＋ＶT ｌｎ（ｎ） …（９） 次に、Ｔ比例ＡＤ変換器の入力範囲はどの様にして決定
されるか、具体的な設計事例を用いて説明する。ここで
は、例えばスポット測光素子による光電流Ｉspは被写体
輝度により１００ｐＡ〜１μＡの範囲で変化するものと
する。 【００７２】また、Ｉref ＝１０μＡ，Ｖref3＝１８０
ｍＶ（３０℃）とすると、Ｉspが１００ｐＡの場合のｂ
ポイントの電位は４８０ｍＶ（３０℃）となり、Ｉspが
１μＡの場合のｂポイントの電位は２４０ｍＶ（３０
℃）となる。 【００７３】一方、後の演算処理を簡単にする為と、量
子化誤差による測光誤差を少くし、極力精度を上げる
為、きりのいい数値８カウントが輝度１段に対応する様
構成し、Ａ／Ｄ変換器は８ビットであるとする。１段当
りの測光回路出力の変化量は１８ｍＶ（３０℃）である
から、１カウント当りの電圧値は１８ｍＶ／８＝２．２
５ｍＶ（３０℃）に設定されるフルビットが立った時は
２５５×２．２５ｍＶ＝５７３．７５ｍＶ（３０℃）と
なる。 【００７４】一方、平均測光素子の測光範囲面積はスポ
ット測光素子の測光範囲面積の１６倍程度あり、その光
電流ＩAvは被写体輝度により、１６００ｐＡ〜１６μＡ
の範囲で変化する。よって、ＮＰＮＴｒの数ｎが“ｎ−
１”であると、ＩAvが１６００ｐＡの時、ａポイントの
電位は４０８ｍＶ（３０℃）となり、ＩAvが１６μＡの
時、ａポイントの電位は１６８ｍＶ（３０℃）となる。 【００７５】この様に、光電流ＩspとＩAvでは同一輝度
に対して光電流量が異なるので、測光回路を同一のもの
にすると、その出力電圧に差異が生じ、後段のＡ／Ｄ変
換器の入力範囲を大きくする必要が生じる。そこで、本
実施例では、ｎを“１６”とすることにより、平均とス
ポットの測光回路出力電圧が同一輝度において、同一の
電圧値となる様工夫している。 【００７６】上述したように、同一輝度における平均と
スポットの光電流比に等しくＮＰＮトランジスタのエミ
ッタサイズ比を設定することにより同一輝度における各
測光出力電圧値を等しくすることができる。そして、例
え全く同一でなくとも略近い値とすることで、後段のＡ
Ｄ変換回路の入力電圧範囲を無駄に大きくすることなく
設計できるので、回路規模の増大を抑えることができ
る。 【００７７】ここで、同一輝度における光電流比の異な
る測光素子からの測光出力電圧を略等しくするために、
図１１に示す回路により、基準電圧回路出力Ｉs を平均
とスポットで予め異なるようにすることもできる。 【００７８】例えば、ＩAv／Ｉsp＝１６であったとする
と、 Ｖref3A ＝Ｖref3＋１８ｍＡ（３０℃）×ｌｎ（１６）／ｌｎ（２） …（１０） とするか、 ＩrefA＝Ｉref ×１６ …（１１） とすれば良い。この他に、図１２の様にレベルシフト回
路を付加して調整しても良く、更に調整量は１８ｍＶ
（３０℃）×ｌｎ（ＩAv／Ｉsp）／ｌｎ（２）とすれば
良い。 【００７９】ところで、得られた測光電圧値ｂ，ｃポイ
ントの電位は、Ｔ比例ＡＤＣ６９によってＡ／Ｄ変換さ
れ、デジタル量に変換され、μ−ｃｏｍコアに取り込ま
れ被写体輝度情報に演算変換され、メモリに格納され
る。 【００８０】そして、このＴ比例ＡＤＣ６９は、分割抵
抗とタップデコーダによって構成されたＤ／Ａコンバー
タとコンパレータ６６，６７からなり、μ−ｃｏｍコア
から、タップデコーダに指令が行くと、分割抵抗のタッ
プのいずれかの電位がコンパレータ６６，６７の一端子
に入力される。μ−ｃｏｍコアは、上記Ｄ／Ａコンバー
タの各設定電圧と測光出力電圧の比較を繰り返すことに
より、測光出力電圧値をＡ／Ｄ変換することができる。 【００８１】さらに、分割抵抗には、定電流源７０によ
りＶT ｌｎ（Ｎ／Ｒ0 ）（Ｎは正整数、Ｒ0 は回路内部
の抵抗を示す）の温度Ｔに比例した電流が流されてお
り、Ｔ比例の電圧を発生する様に構成されている。尚、
この他にも温度Ｔに対して安定した定電流源７０Ａと上
記Ｔ比例定電流源７０は、μ−ｃｏｍコアからのスイッ
チングによって互いに切り換えられるように構成されて
おり、更にＡ／Ｄ変換器６９はＴ比例，Ｔ安定のＡ／Ｄ
変換器として使用できるように構成されている。そし
て、Ｔ安定のＡ／Ｄ変換器はカメラの他の情報量（例え
ば温度，ストロボチャージ電圧等）をＡ／Ｄ変換する場
合に用いられる。 【００８２】以上の様にして、全体としての回路規模の
縮小化を向上させるように構成している。 【００８３】さらに、測光値をＡ／Ｄ変換してμ−ｃｏ
ｍコアに取り込むことができるが、ＣＭＯＳオペアンプ
を使用した場合、従来のバイポーラオペアンプと異な
り、そのオフセット電圧が問題となる。即ち、従来のオ
ペアンプではわずか２〜３ｍＶであるが、ＣＭＯＳオペ
アンプでは２０ｍＶ程度でてしまう。輝度１段当り１８
ｍＶ（３０℃）であるから、ＣＭＯＳオペアンプのオフ
セット電圧は無視できない大きさである。 【００８４】この問題を解決する為に、図１０に示す実
施例では、図１３に示す様にＣＭＯＳオペアンプ６４と
ＣＭＯＳコンパレータ６６をほぼ同一の構成とし、同一
チップ内において、できるだけ近傍に配置することで、
同一方向のオフセット電圧を生じさせ、互いに相殺する
様に工夫している。そして、図１４はＤ／Ａコンバータ
用のＴ安定，Ｔ比例基準電流をつくる回路の具体的な構
成を示す図であり、上記した他にもカメラ用測定回路の
バイアス電流源として用いられる。 【００８５】以下、図１５のフローチャートを参照し
て、測光回路ブロック１３による測光のシーケンスにつ
いて詳細に説明する。 【００８６】本シーケンスでは、スポットアベレージの
測定はそれぞれｂ，ｃポイントの電位を測定することに
より行なわれる。そして、この電位をＡ／Ｄ変換すれば
良いわけだが、ここでは、コンパレータとタップデコー
ダを使ったＡ／Ｄ変換器を利用したＡ／Ｄ方式として説
明し、更にスポットアベレージとも同一過程なので一方
のみの説明を行なう。 【００８７】まず、ＶH にＶcc2 ，ＶL にＧＮＤに対応
する値を設定し、コンパレータの出力をチェックする。
そして、コンパレータの値がハイレベル“Ｈ”ならタッ
プデコーダの値の方が低いのでＶL に（ＶH ＋ＶL ）／
２を代入する。さらに、コンパレータの出力がローレベ
ル“Ｌ”ならばタップデコーダの値の方が高いのでＶH
に（ＶH ＋ＶL ）／２を代入する。以下、これを８回繰
り返すと、８ビットのＡ／Ｄ変換となり、測光の出力が
Ａ／Ｄ変換できたことになる（ステップＳ５０１〜５０
８）。 【００８８】次に、図１６はＣＭＯＳプロセスにおける
測温回路ブロック１０の構成を示す図である。当該測温
回路ブロック１０により測温される被測温体はＣＭＯＳ
マイコンチップ自体の温度である。このＣＭＯＳはマイ
コン部、及び周辺の測光・測距・測温等々のカメラ用各
種測定回路を全て非常に低消費電力化可能な為に、ＩＣ
チップ自体の消費電力がバイポーラ集積回路に比べて非
常に小さい。 【００８９】そして、通常、バイポーラ集積回路である
と、ＩＣチップ自体の温度はその消費電力によって３℃
程度環境温度に対して上昇してしまう。また、その上昇
の度合いはＩＣに給電されてから測温するまでのタイミ
ングによって異なるので、測温タイミングによって常に
３℃前後のバラツキを生じ、精密なカメラの温度補正を
かけることができない。対するＣＭＯＳは持ち前の低消
費電力の為に、チップ自体の温度と環境温度との間の差
異が小さい。 【００９０】さらに、従来、上記したようなバイポーラ
ではチップ自体の消費電力による発熱を考慮して、例え
ば測光回路チップや測距回路チップ、リモコン受信回路
チップ等のカメラの測定回路単体機能、若しくは、ほん
の２，３の機能を持つＩＣチップ中に測温回路を組み込
んで、その様なＩＣチップ温度を測定する様工夫してい
る。 【００９１】これに対して、ＣＭＯＳ化することによっ
てカメラ用の各種測定回路を大規模に集積化した様なＩ
Ｃチップ内に測温回路を設けることができ、カメラに好
適なオールインワンＩＣを設計することが可能となる。
この様なマイコンはカメラのさらなるコンパクト化，低
コスト化にも貢献する。 【００９２】そして、図１６に示すように、本実施例の
測温回路ブロック１０は、ＭＯＳトランジスタＱ1 〜Ｑ
8 と抵抗Ｒ1 とＲ2 と回路起動用定電流源Ｉ1 とからな
る温度比例型基準電流回路と、ＣＭＯＳプロセス内に存
在する寄生ＮＰＮＴｒＱ9 と抵抗Ｒ3 とＣＭＯＳオペア
ンプＯＰ1 とＣＭＯＳトランジスタＱ10と抵抗Ｒ4 とか
らなる温度安定型基準電流回路と、抵抗Ｒ5 とで構成さ
れている。 【００９３】ここで、温度比例型基準電流回路におい
て、Ｑ5 とＱ4 の面積比は１：１６に設定されており、
この関係によってＩref1は次式で示される電流値とな
る。 【００９４】 Ｉref1＝（ＶT ｌｎ１６）／Ｒ2 …（１２） このＶT はサーマルボルテージであって温度に比例し、
２６ｍＶ（３０℃）である。Ｉref1をＱ9 とＲ3 に流す
ことによってオペアンプの＋端子電位が、Ｖcc2 を基準
として１．２６Ｖとなる様、Ｒ3 の抵抗値が選ばれてい
る。更に、この１．２６Ｖはバンドギャップ基準電圧と
呼ばれ非常に良好な温度安定性を示す。 【００９５】そして、この電圧を基準として、Ｑ10のソ
ースから出力される温度安定基準電流Ｉref2は次式で示
される。 【００９６】Ｉref2＝１．２６Ｖ／Ｒ4 …（１３） よって、抵抗Ｒ5 に生じる電圧ＶTEMPは次式で示され
る。 【００９７】 【数７】 【００９８】ここで、Ｒ2 ＝１ＫΩ，Ｒ4 ＝１５ＫΩ，
Ｒ5 ＝２８ＫΩとすると、 【数８】 となり、ＶTEMPは４０℃では２６９ｍＶ、−１０℃では
６０５ｍＶとなる。 【００９９】尚、１℃当りの電圧変化量は、６．７２ｍ
Ｖである。 【０１００】これに対して、Ａ／Ｄ変換回路部９の入力
電圧範囲を０〜８５６．８ｍＶとし、１カウント当り
３．３６ｍＶと設定すると、１カウント当り０．５℃の
測温精度で測温電圧値をＡ／Ｄ変換できる。この時のＡ
／Ｄ変換回路は勿論、温度に対して安定なものである。
さらに、得られたＡ／Ｄ変換デジタル値と、温度との関
係は、μ−ｃｏｍコアが、予め基準温度において得られ
たＡ／Ｄ変換値の理論値と実際の値との差に対応する量
として記憶されたデジタル量を補正した後に、温度に対
する基準参照値と比較して求める様に構成する。 【０１０１】次に、図１７はＣＭＯＳ化することによっ
て基本的に低消費電力化することの可能なカメラ用の各
種測定回路のみならず、外部のドライブ上基本的に低消
費電力化できないような回路ブロック、例えばモーター
ドライブ回路や昇圧回路やプランジャー駆動回路などを
組み込んだ場合の具体例な構成を示す図である。 【０１０２】同図に示すようにパワー系の制御回路が組
み込まれた場合は、カメラで言うとフィルム巻き上げ時
や巻き戻し時に、モーター駆動を行なうと、数十〜数百
ｍＡの電流が１秒〜３０秒間流れることになり、ＩＣチ
ップの温度が、ピークで６０〜７０℃近くまで上昇し、
それが環境温度に近い温度まで下がるのに数分の時間を
要する。その為、ＩＣチップ自体の温度で、カメラの動
作の温度補正を行なおとすると、全く不正確な温度補正
がなされいしまうという不具合が生じてしまう。 【０１０３】ここでは、上記問題点を解決する為に、測
温回路８０と共に、計時回路８１を設け、モータードラ
イブ回路８３や昇圧回路８６等のパワー系の制御回路が
動作した後は、その事によるＩＣチップ温度上昇分がな
くなるまでの間の測温回路８０の温度データをカメラの
温度補正データとして用いないように構成したものであ
る。これはメインフローなどでパワー駆動フラグを利用
した方法を既に説明済である。尚、パワー駆動フラグＭ
ＴＦＬＧは負荷条件、駆動条件に応じてＭＴＦＬＧ１，
ＭＴＦＬＧ２等の２種類以上設けてもよい。 【０１０４】次に、図１８はカメラのリモコン受信回路
ブロックの構成を示す回路構成図であり、図１９は、そ
の受信部で赤外光による遠隔操作信号を受光したときの
各部の動作波形を示す図である。 【０１０５】フォトダイオード９０は、図１９（ａ）に
示す遠隔操作信号Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3を受光する為の受光
素子で、プリアンプ９３に入力される。プリアンプ９３
は入力される微小な信号電圧を図１９（ｂ）に示すプリ
アンプ出力１００に増幅し、次段のバンドパスフィルタ
(BPF;Band Pass Filter)９４に出力する。 【０１０６】このＢＰＦ９４は、上記遠隔操作信号のキ
ャリア周波数ｆc がその通過帯域の中心になるように設
定されたフィルタ特性を有し、螢光灯等の商用周波数の
倍のリップル周波数（１００Ｈｚと１２０Ｈｚ）のノイ
ズ成分を除去し、リモコン信号だけからなる図１９
（ｃ）に示すＢＰＦ出力１０１を次段の検波回路９５に
出力する。さらに、積分回路９６は、この検波出力１０
２を積分してキャリア成分を除去した図１９（ｅ）に示
す積分出力１０３を出力する。また、波形整形回路９７
は、スレッシュレベルＶTH1 及びＶTH2 のヒステリシス
を有し、波形整形を行なって信号パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ
3 からなる図１９（ｆ）に示す受光回路出力としてＣＰ
Ｕ（μ−ｃｏｍコア）９１に出力する。 【０１０７】上記遠隔操作装置における受信手段の各回
路ブロックはＣＭＯＳによって構成され、従来のバイポ
ーラによる消費電力２〜３ｍＡに対して２００〜３００
μＡの１／１０以下に低減されている。この為、従来リ
モコンモード継続時間を電池消耗対策により２０分程度
制限していたが、その１０倍である２００分（＝３時間
２０分）程度に延長することができる。これは実質的に
は充分な時間であり、従来の様なリモコン専用の時間リ
ミッターを設ける必要がない。従って、前述したメイン
フローではリモコンモード時に時間制限を設けていな
い。 【０１０８】以下、μ−ｃｏｍコアによるリモコン回路
ブロック９により出力されるリモコン受信信号の処理動
作、及び該リモコン回路ブロック９の制御について詳細
に説明する。μ−ｃｏｍコアは、カメラ本体に設けられ
たリモコンモード設定スイッチの“オン”を検出し、リ
モコンモードである旨を示す“モード表示”を図示しな
いＬＣＤに表示し、リモコン割り込み端子ＲＮＩＮＴを
禁止した後、リモコンイネーブル端子ＲＭＥＮをローレ
ベル“Ｌ”とし、リモコン受信回路ブロックに給電す
る。そして、この給電の後、リモコン受信回路ブロック
が安定化する所定時間後に前記リモコン割り込み端子Ｒ
ＮＩＮＴの割り込み許可を行なう。更に、当該μ−ｃｏ
ｍコアは上記受光回路出力が入力されると、その内部の
ＲＯＭに記憶されているプログラムに従って入力信号を
読取り、リモコン信号であるか否かの判別を行なう。 【０１０９】先ず図２０のフローチャートを参照して、
μ−ｃｏｍコアがリモコン信号を受信し判別するまでの
シーケンスについて説明する。 【０１１０】μ−ｃｏｍコアに入力信号パルスＰ1 によ
ってリモコン受信割り込みがかかると、内部のタイマ１
をスタートさせ、次の信号パルスＰ2 の入力によりタイ
マ１をストップする。これにより、信号パルスＰ1 とＰ
2 のパルス間隔を測定し、所定の時間Ｔ1 に一致するか
否かの比較を行ない、一致した場合は同様にして信号パ
ルスＰ2 とＰ3 のパルス間隔をタイマによって測定し、
所定の時間Ｔ1 と一致するか否か判定することにより
（ステップＳ６０２〜Ｓ６０７）、リモコン信号の判別
を行なう。そして、一致した場合はリモコン受信フラグ
を“オン”し（ステップＳ６０８）、リモコン割り込み
を禁止した後に割り込み処理を抜ける。 【０１１１】上記パルス間隔が所定時間Ｔ1 と一致しな
い場合はノイズと判断してこれを無視し、割り込み処理
を抜ける（ステップＳ６０９）。尚、所定のパルス間隔
Ｔ1は、螢光灯の周期的ノイズパルスの間隔１０ｍｓｅ
ｃ若しくは８．３ｍｓｅｃの整数倍に同期しない時間間
隔とする。 【０１１２】以上の様にしてμ−ｃｏｍコアによりリモ
コン受信信号と判別された場合は、その後レリーズ割り
込み処理に移行し測距・測光・測温やフォーカスレンズ
駆動、シャッター駆動フィルム巻き上げの一連のカメラ
シーケンスを続行する。 【０１１３】次に、リモコン受信回路の動作処理をカメ
ラの動作シーケンス上に組み込む上で注意すべき点に関
して説明する。 【０１１４】リモコン受信回路は、非常に微弱な数１０
μＶの信号を検出する検出回路であるので、ノイズの影
響を受けやすい。よって、昇圧回路が作動している場
合、即ちリモコン受信回路と同一チップ上に昇圧回路が
形成されている場合や、ストロボ充電が作動している場
合等のノイズの多い状況下においては、リモコン受信割
り込みが経常的にかかり、正常なカメラ動作の遂行がで
きなくなる畏れがある。 【０１１５】この問題を解決する為に、本実施例では、
図２１のフローチャートに示すように、リモコンモード
信号受信待機時においては昇圧回路動作を禁止する。そ
して、ストロボチャージ中においてはリモコン受信回路
を作動不能とするか、リモコン受信割り込みを禁止す
る。尚、本発明では、メインフローに示す様にストロボ
充電完了してから、リモコンモードになる様な工夫をし
ている。これにより、リモコン受信回路からの誤信号出
力が、カメラの正常な動作の遂行を妨げることのない様
にしている（ステップＳ７０１〜Ｓ７０７）。 【０１１６】次に、図２２は、ＣＰＵ及びカメラの各種
測定回路と同一チップ上にモータドライブ用のプリドラ
イバ回路を構成した場合のＮＰＮモータプリドライバ回
路ブロック５の具体的な構成を示す図である。 【０１１７】通常、ＣＰＵ及びカメラの各種測定回路用
電源としては、電池からショトキーバリアダイオードと
３３μＦ程度のタンタルコンデンサによって構成される
ダイオードフィルタ（Ｄ1 ，Ｃ1 ）によって安定化され
た電源Ｖcc2 が使用される。 【０１１８】これは、電池電圧がモータ駆動やプランジ
ャー駆動や昇圧コイル駆動やストロボチャージの様な重
負荷駆動によって急峻で大きな電圧降下を生じる為に、
そのｄｖ／ｄｔがＣＰＵの正常なシーケンスの保証や各
種測定回路の正確な測定の保証のできない大きさ（ｄｖ
／ｄｔ）0 以上になる為である。 【０１１９】よって、通常バックアップコンデンサＣ1
の大きさは、Ｖcc2 内部のＩＣの消費電流Ｉdiとすると
次式で示されるような値に設定される。 【０１２０】 【数９】 【０１２１】さらに、大きな問題としてカメラはポータ
ブル機器であるので、振動によって電池が電池接片から
離れ一時的に絡電が遮断されてしまう。特に、カメラの
作動中に上記問題が発生し、Ｖcc2 電圧がＣＰＵの動作
可能以下にまで低下してしまった場合、ＣＰＵによる正
常なカメラ制御が行なわれず、最悪の場合カメラの破壊
につながる。この電池のチャタリングは電池接片の形状
や圧にもよるが約１０ｍｓｅｃと考えられる。よって、
コンデンサＣ1 の値に、この時間Ｖcc2 がＣＰＵの正常
動作可能電圧以下に下がらない様な容量に定められる。 【０１２２】通常、コンデンサＣ1 の容量を決めるドミ
ナントなパラメーターは上記電池チャタリング時のＶcc
2 電圧保持である。このコンデンサＣ1 は周波数特性の
良さと比較的大容量を得やすいという理由で、タンタル
コンデンサが用いられるが、これは高価であるし、小型
カメラの実装スペースに対してはやはり体積が大きいの
で、Ｖcc2 内部のＩＣの消費電流Ｉdiを小さく設計しな
ければならない。 【０１２３】この目的のもとにカメラの各種測定回路は
できるだけ低消費電流な回路に設計する必要がある。こ
れに対して、モータープリドライブ回路等の、外付けの
パワートランジスタを駆動する回路は、そのベース電流
として数１０ｍＡの電流を供給する必要が生じる。この
ような回路を上記カメラ用測定回路と同様にＣＰＵチッ
プと同一チップ上に形成した場合、その回路ブロックの
電源をＣＰＵ及び測定回路と同一のＶcc2 に共通にする
と、上述した様な理由でＶcc2 保持用コンデンサの容量
を非常に大きくしなければならない。実際はコスト、ス
ペースの点で上記構成は不可能である。 【０１２４】そこで、本実施例はソース電流源をＶcc2
でなくＶcc1 として、電源安定化コンデンサＣ1 から大
電流をＩＣ外に放出しない様、大電流供給端子及びライ
ンをＩＣに設ける様工夫してある。マイコンを含むＩＣ
のパッケージについては、図４８に示すように、このＩ
Ｃ２０５を電池に接続するＩＣリード２０１がパッケー
ジ２０４から突出しており、このＩＣリード２０１が金
ワイヤ２０６によりＩＣ２０５上のパッド２０３に接続
されている。 【０１２５】ここで、大電流がＩＣ２０５のＧＮＤライ
ン２０２に流れた場合、ＩＣ２０５のＧＮＤライン２０
２のアルミ配線は、０．２〜３Ωまたパッド２０３とＩ
Ｃリード２０１との接触抵抗は０．２〜３Ωの値を持つ
もので、５０〜１００ｍＶ程度の電位差を、その大電流
の流れる経路にそって発生してしまう為、ＩＣチップ内
のＧＮＤライン２０２を上記回路ブロックとＣＰＵ及び
カメラ用測定回路ブロックと共通にすると、正常なシー
ケンス，正確な測定が不可能となってしまう。 【０１２６】本実施例では、大電流をＧＮＤに排出する
ＭＴＧＮＤラインとカメラ用測定回路ブロックの専用Ｇ
ＮＤラインの少なくとも２系統のＧＮＤラインを設け、
且つパッドの接触抵抗の影響をさける為に、少なくとも
２つのＧＮＤパッドからなる端子ＭＴＧＮＤ端子，ＡＮ
ＧＮＤ端子を設けている。 【０１２７】この様に、少なくとも２系統のＧＮＤライ
ン及びＧＮＤ端子を設けることにより１チップ上に上記
大電流ドライプ回路ブロックを構成することが可能であ
る。理想的には、ＣＰＵ用のデジタルＧＮＤと測定回路
用アナログＧＮＤを別々に設ける方が良いが、実際には
端子数の不必要な増大につながるので、本実施例ではあ
えて１つにまとめている。 【０１２８】次に、プリドライブ回路の具体的な構成に
ついて説明する。 【０１２９】先ず、外付けのＮＰＮパワートランジスタ
をドライブするＮ端子定電流ドライブ回路について説明
する。 【０１３０】このＮ端子定電流トライブ回路は、ＣＭＯ
ＳオペアンプＯＰ1 と抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 と基準電圧
Ｖref3とＰＭＯＳトランジスタＱ1 からなるＰＭＯＳト
ランジスタ定電流ドライブ用電圧発生回路と、上記電圧
をＰＭＯＳトランジスタＱ2，Ｑ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 のゲー
トに導くトランスファーゲートスイッチＳＷ1 ，ＳＷ2
，ＳＷ3 ，ＳＷ4 と、Ｖcc1 をソースとし外付けＮＰ
ＮトランジスタのベースをドレインとするＰＭＯＳトラ
ンジスタＱ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 と、それらのゲートソ
ース間をシャントするシャント抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6 ，
Ｒ7 と、外付けＮＰＮパワートランジスタのベース−エ
ミッタ間をシャントするＮＭＯＳトランジスタＱ6 ，Ｑ
7 ，Ｑ8 ，Ｑ9 からなる出力部とで構成されている。 【０１３１】このμ−ｃｏｍコアのポートＮ０からオペ
アンプＯＰ1 に給電信号が入力されると、オペアンプが
動作し、抵抗Ｒ3 に１００μＡの電流ＩN0が流れる。こ
のＩN0は次式で示される。 【０１３２】ＩN0＝Ｖref3／Ｒ3 …（１７） そして、トランジスタＱ1 のＶGSとＩN0の間には次式の
関係が成立する。 【０１３３】 ＩN0＝Ａ・（ＶGS−Ｖth）^２・・・（１８） Ａ；比例定数、Ｖth；スレッシュ電圧 よって、Ｖcc1 基準でａ点の電位Ｖa は次式で示され
る。 【０１３４】 【数１０】 【０１３５】さらに、μ−ｃｏｍコアの出力ポートＮ1
がハイレベル“Ｈ”になってトランスファーゲートスイ
ッチＳＷ１が“オン”になると、Ｑ2 のＧ−Ｓ間電圧は
０ＶでＱ2 がオフ状態で、Ｑ6 がオン状態であったの
が、Ｖa 電圧が印加されＱ2 がオンＱ6 はオフ状態とな
る。 【０１３６】この時、出力電流ＩN1は次式で示される。 【０１３７】 ＩN1＝Ａ・（ＶGS1 −Ｖth）^２・・・（２０） そして、ＩN1＝２０ｍＡとなる様なＶGS1 となるよう
に、上記（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 を次式により設定する。 【０１３８】 【数１１】 【０１３９】上記したような回路構成とすることで、各
出力ポートＮ1 ，Ｎ2 ，Ｎ3 ，Ｎ4から２０ｍＡの定電
流を出力でき、従来の様にベース制限抵抗を用いる必要
もない為、実装面積の小さなプリドライブ回路を得るこ
とができる。 【０１４０】また、Ｖcc1 の変動をフィードバックして
いる為、Ｖcc1 電圧がどの様に変動しても、常に２０ｍ
Ａドライブを行なうことができ、電源電圧の影響を受け
ずに安定したアクチュエータ制御を行なうことができ
る。 【０１４１】次に、外付けＰＮＰパワートランジスタを
ドライブするＰ端子定電流ドライブ回路について説明す
る。これは先に説明したＮ端子定電流ドライブ回路と同
じ動作原理であって、ソースかシンクであるか否かの違
いがあるのみである。 【０１４２】Ｐ端子定電流ドライブ回路はＣＭＯＳオペ
アンプＯＰ1Aと、抵抗Ｒ1A，Ｒ2A，Ｒ3Aと基準電圧Ｖre
f3A とＮＭＯＳトランジスタＱ1Aから構成されるＮＭＯ
Ｓトランジスタ定電流ドライブ用電圧発生回路と、上記
電圧をＮＭＯＳトランジスタＱ2A，Ｑ3A，Ｑ4A，Ｑ5A
と、それらのゲート−ソース間をシャントするシャント
抵抗Ｒ4A，Ｒ5A，Ｒ6A，Ｒ7Aと、外付けＰＮＰトランジ
スタのベース−エミッタ間をシャントするＰＭＯＳトラ
ンジスタＱ6A，Ｑ7A，Ｑ8A，Ｑ9Aからなる出力部とで構
成されている。 【０１４３】そして、μ−ｃｏｍコアのポートＰ0 から
オペアンプＯＰ1Aに給電信号が入力されるとオペアンプ
動作がなされて抵抗Ｒ3Aに１００μＡの電流Ｉp0が流れ
る。 【０１４４】この電流Ｉp0は次式で示される。 【０１４５】 Ｉp0＝（Ｖref3A −Ｖcc1 ）／Ｒ3A …（２２） さらに、トランジスタＱ1 のＶGSとＩp0との間には次式
の関係が成立する。 【０１４６】 Ｉp0＝Ｂ・（ＶGS−Ｖth）^２ …（２３） Ｂ；比例定数、Ｖth；スレッシュ電圧 よって、ＧＮＤ基準でａ点の電位ＶaAは次式で示され
る。 【０１４７】 【数１２】 【０１４８】さらに、μ−ｃｏｍコアの出力ポートＰ1
がハイレベル“Ｈ”になってトランスファーゲートスイ
ッチＳＷ１Ａが“オン”になると、トランジスタＱ2Aの
Ｇ−Ｓ間電圧は０ＶでトランジスタＱ2Aがオフ状態で、
トランジスタＱ6Aがオン状態であったのがＶaA電圧が印
加され、トランジスタＱ2Aがオン状態となり、トランジ
スタＱ6Aはオフ状態となる。 【０１４９】この時、出力電流ＩP1は次式で示される。 【０１５０】 ＩP1＝Ｂ・（ＶGS1 −Ｖth）^２ …（２５） そして、ＩP1＝２０ｍＡとなる様なＶGS1 となる様、上
記（Ｒ1A＋Ｒ2A）／Ｒ2Aを、次式により設定する。 【０１５１】 【数１３】 【０１５２】上記したような回路構成とすることによ
り、Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 ，Ｐ4 各端子から２０ｍＡの定電
流をシンクできる。 【０１５３】次に、図２３はクロックを用いないアナロ
グタイマ回路の具体的な構成を示す図である。同図に示
すように、タイマ１１８ａは、カレントミラー回路を構
成するＭＯＳトランジスタ１１１，１１２と定電流源１
１４と定電流源の電流をスイッチングするＭＯＳトラン
ジスタ１１３と上記定電流源の電流を積分するコンデン
サ１１５と積分コンデンサに蓄積された電荷を放電する
ＭＯＳトランジスタ１１６と、コンデンサに蓄積された
電荷量をＤＡＣ出力と比較するコンパレータ１１７とタ
イマ１１８ａとで構成されている。 【０１５４】そして、タイマ１１８ｂはタイマ１１８ａ
と同一構成であり、タップデコーダの値を変えることで
２つのタイマ値を設定することができ、更には連続して
使用することもできる。また、定電流源の値を変えれば
長いタイマや短いタイマも作ることができる。 【０１５５】以下、図２４のフローチャートを参照し
て、かかるアナログタイマ回路の動作について説明す
る。尚、タイマ値は図２７のグラフを基に設定する。そ
して、集積回路内のコンデンサを利用した場合は温特は
少ないが、温特のある場合は温度によりグラフを選択す
れば良い。さらに、ここでは一応温特のある場合を想定
して説明する。 【０１５６】先ず測温し（ステップＳ８０１）、アナロ
グタイマを呼ぶ前に設定されたタイマ値Ｔ又はＴＡにな
る様に図２７よりタップデコーダの出力（Ｄ／Ａ値）を
設定する（ステップＳ８０２）。続いて、ＴＭ１又はＴ
Ｍ１Ａを“オン”し、コンデンサ１１５又は１１５Ａの
電荷を抜く。同時に、ＴＭ２又はＴＭ２Ａを“オン”
し、コンデンサにチャージ可能状態とし、ＴＭ１又はＴ
Ｍ１Ａを“オフ”し、タイマをスタートした後、原振を
止める（ステップＳ８０３，８０４）。 【０１５７】その後、コンデンサ１１５又は１１５Ａの
レベルがタップデコーダーの出力を上まわると、ＴＭ３
又はＴＭ３Ａが立上り、この信号により、再びμ−ｃｏ
ｍはウエイクアップし原振が動き出す（クロック休止状
態から発振状態に戻る）。そして、原振が動き出した直
後、ＴＭ２又はＴＭ２Ａを“オフ”し、チャージを中止
し、メインルーチンに戻る（ステップＳ８０５〜８０
８）。 【０１５８】この状態のタイミングチャートは図２５に
示す通りであり、この図２５に示す他にも図２６に示す
方法等、種々の方法が考えられるが、以下、図２５に示
すタイミングを基に説明を続けることにする。 【０１５９】以上の説明で明らかであるように、アナロ
グタイマ動作中はμ−ｃｏｍの原振を止めることができ
るので、微少電流や微少電圧の測定、又はノイズに弱い
信号の時間測定などに応用することができる。 【０１６０】次に、図２８はアナログタイマを用いた測
光回路の具体的な構成を示す図である。ここで、先に図
１０に示した測光回路と異なるのは、コンパレータの後
にフリップフロップが設けられていることである。そし
て、アナログタイマ停止信号でフリップフロップはコン
パレータのレベルをラッチする構成になっている。 【０１６１】図２９は、かかる測光回路の動作を示すフ
ローチャートである。 【０１６２】先に図１５に示した動作と異なるの点は、
新たにステップＳ９０４，Ｓ９０５を設けてアナログタ
イマを使用している事である。即ち、ここでは測光電圧
が微少の場合は、原振のノイズが乗り正確なＡ／Ｄ変換
ができないので、コンパレータの出力をチェックする場
合は原振を止めノイズのない状態で測定するという方法
をとっている。尚、コンパレータの出力をアナログタイ
マ終了信号でラッチしているので、原振が発振した時に
はすでにノイズのない状態のレベルがラッチされている
ことになる。その他の動作は先に図１５の説明で述べた
通りであるので、ここでは重複した説明は省略する。 【０１６３】次に、図３０はアナログタイマを用いた測
距回路の具体的な構成を示す図である。この測距回路
は、先に図７に示したＡ／Ｄ部４１を改良したものであ
る。 【０１６４】即ち、図７の測光と同様に定常光をコンデ
ンサ４７にラッチする場合及びＬＥＤ３４を投光し、Ｐ
ＳＤ３８の出力を演算する場合にアナログタイマを使用
し、原振のノイズを除去している。そして、その演算結
果はアナログタイマの終了信号ＴＭ３でコンデンサに保
持する。その後、Ａ／Ｄ変換するので原振のノイズのな
い状態の信号をＡ／Ｄ変換することができる。 【０１６５】そして、図３１は、かかる測距回路の動作
を示すフローチャートである。先に図９に示した動作と
異なる点はアナログタイマを使用している事のみである
（ステップＳ１００３〜１０１１）。その他の動作は先
に図９の説明で述べた通りであるので、ここでは重複し
た説明は省略する。 【０１６６】次に、図３２はリモコン受信信号評価にア
ナログタイマを応用した回路の具体的な構成を示す図で
ある。本回路の目的は、やはり原振によるノイズを除去
することにあり、この場合はタイマを２個使用する。 【０１６７】そして、図３４は、かかる回路の動作を示
すフローチャートである。正常なリモコン信号は図１９
（Ｆ）に示す様にＴ1 間隔でパルスが３つある場合とす
る。尚、このＴ1 はＴ1 ±αの誤差までＯＫとする。そ
して、本回路はアナログタイマが設定タイマ値になる
か、リモコン受信信号の立下りがあるかのいずれかで、
タイマを止める為のＴ2 信号を作っている。 【０１６８】即ち、図３３（ａ）はリモコン信号が早か
った場合のリモコン受光回路出力を示す。この場合、タ
イマ値はＴ1 ＋αに設定する。即ち、リモコン信号が入
る前にＴ３がハイレベル“Ｈ”になった場合はＴ≧Ｔ1
＋αとなりＮＧとなる。 【０１６９】これに対して、図３３（ｂ）は設定時間が
先にきた場合のリモコン受光回路出力を示す。この場
合、アナログタイマは止っているのでＡ／Ｄ変換すれば
時間がわかるので、Ｔ1 −αより大きいかどうかで正常
な信号かどうかを判定する。この判定はタイマ１終了直
後タイマ２をスタートさせ、タイマ２が終了した後行
い、ＯＫの場合はリモコン受信フラグを設定して割込み
を抜ける。 【０１７０】次に、本発明の第２の実施例に係るＣＭＯ
Ｓアナログ回路を使用したカメラコントローラについて
説明する。図３５、３６はその構成を示す図である。 【０１７１】先ず、図３６における基準電流回路ブロッ
ク２０１について説明する。 【０１７２】この基準電流回路ブロック２０１は、ＰＭ
ＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3，Ｑ7 ，Ｑ8 、ＮＭ
ＯＳトランジスタＱ4 ，Ｑ5 ，Ｑ6 及び抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
，Ｒ3 によって構成されている。そして、ＣＰＵによ
って、ＰＴ０＝“Ｌ”とされると、抵抗Ｒ1 で制限され
た数μＡの電流がトランジスタＱ1 に流れ、トランジス
タＱ1 とＱ2 はカレントミラー回路を構成しているの
で、トランジスタＱ2 のドレイン電流がトランジスタＱ
4 のＤ−Ｇショートに流れ込む。そして、トランジスタ
Ｑ4 ，Ｑ5 ，Ｑ6 はそれぞれカレントミラー回路を構成
しているので、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 には同じドレイ
ン電流が流れる。 【０１７３】ところで、トランジスタＱ8 とＱ7 は微小
電流領域では、１０：１のカレントミラー回路と同じで
あって（抵抗Ｒ3 による電圧降下分が少ないため）、ト
ランジスタＱ7 のドレイン電流はトランジスタＱ6 のド
レイン電流の１／１０となるので、Ａポイントの電位は
ローレベル“Ｌ”になり、ＰＭＯＳトランジスタＱ3が
“オン”してドレイン電流を流し、トランジスタＱ4 の
ドレイン電流が増え、カレントミラーによりトランジス
タＱ5 ，Ｑ6 のドレイン電流が増える。 【０１７４】この電流が増えると、トランジスタＱ7 ，
Ｑ8 のドレイン電流比は抵抗Ｒ3 の電圧降下分が効いて
くるので、１／１０から“１”に近付いてくる。 【０１７５】以上のようなサイクルで、結果としてトラ
ンジスタＱ5 ，Ｑ7 のドレイン電流が一致する所に収束
し、その結果、抵抗Ｒ3 の電圧降下は次式で示される。
尚、次式においてＶT はサーマルボルテージを示す。 【０１７６】 【数１４】 【０１７７】但し、ＭＯＳはweak inversion region と
なる様、ＩD が約２００ｎＡで使用する。 【０１７８】次にバンドギャップ基準電圧回路ブロック
２０３について説明する。 【０１７９】本回路ブロック２０３は、温度に対して安
定な1.26Ｖの定電圧回路である。そして、ＣＭＯＳプロ
セス中のＰウェルをベースとするＮＰＮ寄生トランジス
タＱ13とＮＭＯＳトランジスタＱ12と抵抗Ｒ5 とによっ
て、Ｖcc2 電位基準のバンドギャップ基準電圧を得る。
さらに、このトランジスタＱ13は−２ｍＶ／°Ｃのダイ
オード特性を持ち、抵抗ＲS の両端電圧は、次式の温度
変化に対して＋の変化をする電圧を発生する。 【０１８０】 ＶT ｌｎ（１０）×（Ｒ5 ／Ｒ3 ）×１０ …（２８） そこで、プラス（＋）とマイナス（−）の変化量をほぼ
等しくしてキャンセルするように上記(28)式の（ＲS ／
Ｒ3 ）を設計すれば、ＶCC2 −Ｂ間電圧は温度に対して
安定となる。この目安として該電圧値は1.26Ｖである。
尚、逆にＮＰＮトランジスタであるが、Ｎウェルをベー
スとする寄生ＰＮＰトランジスタを用いる場合はＧＮＤ
基準で1.26Ｖの基準電圧を作ることもできる。 【０１８１】次に、温度安定基準電流回路ブロック２０
４について説明する。 【０１８２】本回路ブロック２０４は、オペアンプＯＰ
1 とＰＭＯＳトランジスタＱ14，Ｑ15と抵抗Ｒ6 ，Ｒ7
によって構成される。そして、オペアンプＯＰ1 によっ
て、トランジスタＱ14，Ｑ15が“オン”され、抵抗Ｒ6
とＲ7 にソース電流が流れ、Ｃポイントの電位はイマジ
ナリーショートでＢポイントの電位と等しくなる。よっ
て、抵抗Ｒ6 とＲ7 には1.26／（Ｒ6 ＋Ｒ7 ）の電流が
流れ、トランジスタＱ15とＱ14には、その半分のドレイ
ン電流が流れる。 【０１８３】次に、測温回路ブロック２０２について説
明する。 【０１８４】本測温回路ブロック２０２は、ＰＭＯＳト
ランジスタＱ10と抵抗Ｒ4 とＮＭＯＳトランジスタＱ11
とで構成されている。 【０１８５】そして、トランジスタＱ10のドレイン電流
は次式で示される。 【０１８６】 ＶT ｌｎ（１０）／Ｒ3 ×４０ …（２９） よって、電圧ＶT は次式で示される。 【０１８７】 ＶT ＝（（２７３＋Ｔ）／３００）×２６ｍＶ …（３０） ここで、Ｔは温度（°Ｃ）を示す。 【０１８８】トランジスタＱ11はトランジスタＱ16とＱ
17とカレントミラー回路を構成しており、そのカレント
ミラー回路には上記温度安定基準電流回路ブロック２０
４から次式で示される電流が注入されている。 【０１８９】 １．２６Ｖ／（Ｒ６＋Ｒ７）／２ …（３１） トランジスタＱ11のドレイン電流は上記電流値となる。
このＴ比例電流値からＴ安定電流を差し引いた残りが抵
抗Ｒ4 に流れ込む。 【０１９０】よって、Ｅ電流は次式で示される。 【０１９１】 【数１５】 【０１９２】従って、−１０°ＣではＶE ＝２８１ｍ
Ｖ，＋４０°ＣではＶE ＝４５６ｍＶとなる。 【０１９３】次に、コンデンサ充放電回路ブロック２０
５について説明する。 【０１９４】本回路ブロック２０５は、ストロボメイン
コンデンサの電圧や電池電圧、温度に関連した電圧等の
Ａ／Ｄ変換用であり、ＮＭＯＳトランジスタＱ16，Ｑ1
7，Ｑ18，Ｑ22，ＰＭＯＳトランジスタＱ19，Ｑ20，コ
ンデンサＣ1 から構成されている。そして、ＣＰＵポー
トＰＴ２＝“Ｈ”のとき、トランジスタＱ18は“オン”
し、トランジスタＱ16，Ｑ17，Ｑ19，Ｑ20は、それぞれ
カレントミラー回路を構成しているので、トランジスタ
Ｑ20のドレイン電流は次式で示される。 【０１９５】 １．２６Ｖ／（Ｒ６＋Ｒ７）／２０ …（３４） そして、ＣＰＵポートＰＴ４＝“Ｈ”のとき、トランジ
スタＱ22が“オン”し、コンデンサＣ1 はディスチャー
ジされ、Ｆポイントの電位は０Ｖとなる。 【０１９６】さらに、ＣＰＵポートＰＴ４＝“Ｌ”，Ｐ
Ｔ２＝“Ｈ”のとき、コンデンサＣ1 は先のトランジス
タＱ20のドレイン電流でチャージされ、Ｆ電位は時間共
に上昇する。また、適当な所でＰＴ４＝“Ｌ”、ＰＴ２
＝“Ｌ”とすると、Ｆポイントの電位はその時点の電位
に固定される。 【０１９７】次に、図３７のフローチャートを参照し
て、電池電圧をＡ／Ｄ変換する動作について詳細に説明
する。 【０１９８】まず、ＰＴ０＝“Ｌ”，ＰＴ１＝“Ｌ”と
して基準電流回路を作動させておくものとする。Ａ／Ｄ
変換した値を格納するメモリＡＤＭを“０”とする（ス
テップＳ１２０１）。Ｉを“０”にセットする（ステッ
プＳ１２０２）。ＣＰＵポートＰＴ４とＰＴ２を共にハ
イレベル“Ｈ”にして、トランジスタＱ18，Ｑ22のスイ
ッチングＮＭＯＳトランジスタを“オン”にする（ステ
ップＳ１２０３）。 【０１９９】そして、１ｍｓｅｃ待ち（ステップＳ１２
０４）、ＣＰＵポートＰＴ４をローレベル“Ｌ”としト
ランジスタＱ22を“オフ”にすると、コンデンサＣ1 に
チャージが開始される（ステップＳ１２０５）。 【０２００】続いて、タイマカウントを開始する。この
タイマはソフトウェアによるソフトタイマでも良いし、
ＣＰＵに組み込まれたハードウェアカウンタでも良い。
ソフトタイマであれば、カメラのＡ／Ｄ変換に必要な分
解能と測定時間の制限により１６〜３２ＫＨｚぐらいが
適当である。そして、ハードウェアでは、速ければ速い
ほど良い（ステップＳ１２０６）。 【０２０１】続いて、ＣＰＵの入力ポートＰＴ６はハイ
レベル“Ｈ”か否か検出する。そして、ハイレベル
“Ｈ”になったところで、ステップＳ１２０８に進みメ
モリＡＤＭの内容にその時のタイマ値を加算する（ステ
ップＳ１２０７）。そして、Ｉ＝３か否かをチェック
し、“３”であればステップＳ１２１１にてＡＤＭの内
容を１／４にしてステップＳ１２１２にてリターンする
（ステップＳ１２０９）。そして、ステップＳ１２０９
でＩ＝３でなければ、ステップＳ１２１０でＩをインク
リメントし、ステップＳ１２０３へ戻る。 【０２０２】以上のようにして、４回のＡ／Ｄ変換値の
平均がメモリＡＤＭに格納される。尚、ステップＳ１２
０７の判定で、１００ｍｓｅｃ以上変化しない時は、別
途割り込みタイマによって割り込みがかけられ、ＣＰＵ
はカメラの故障表示をして全てのカメラ動作を停止す
る。 【０２０３】そして、図３９はストロボ充電電圧をＡ／
Ｄ変換するための動作を示すフローチャートである。本
シーケンスはステップＳ１３０７でＰＴ７をハイレベル
“Ｈ”としている以外は、先に説明した図３７のシーケ
ンスと同じであるので、ここでは重複した説明は省略す
る。 【０２０４】さらに、図４１は測温電圧値をＡ／Ｄ変換
する動作を示すフローチャートである。本シーケンスは
ステップＳ１４０７でＰＴ５をハイレベル“Ｈ”として
いる以外は、先に説明した図３７のシーケンスと同じで
あるので、ここでは重複した説明は省略する。 【０２０５】次に、図４３のフローチャートを参照し
て、測光値をＡ／Ｄ変換する動作について詳細に説明す
る。 【０２０６】ＡＤＭを“０”に設定し（ステップＳ１５
０１）、Ｉを“０”にする（ステップＳ１５０２）。そ
して、ＣＰＵポートＰＴ３をローレベル“Ｌ”にして、
トランジスタＱ21を“オン”にすると、コンデンサＣ2
は放電されてＨ電位はＶCC2と同電位になる（ステップ
Ｓ１５０３）。 【０２０７】この後、１ｍｓｅｃ待ち（ステップＳ１５
０４）、ＣＰＵポートＰＴ３をハイレベル“Ｈ”にし、
トランジスタＱ21を“オフ”すると、ＳＰＤ１によって
明るさに応じた光電流でコンデンサＣ2 がチャージされ
る（ステップＳ１５０５）。 【０２０８】続いて、タイマカウントを開始し（ステッ
プＳ１５０６）、ＣＰＵポートＰＴ８がハイレベル
“Ｈ”であるか否かをチェックし（ステップＳ１５０
７）、ハイレベル“Ｈ”ならばＡＤＭメモリの内容にタ
イマ値を加算する（ステップＳ１５０８）。そして、Ｉ
＝３かチェックし、Ｉ＝３でないならばＩをインクリメ
ントしてステップＳ１５０３に戻る。そして、“３”で
あればステップＳ１５１１でＡＤＭの内容を１／４にし
てステップＳ１５１２でリターンする（ステップＳ１５
０９）。こうして測光値がＡ／Ｄ変換される。 【０２０９】以上説明したようなシーケンスにより、カ
メラ作動に必要なカメラ情報がＡ／Ｄ変換される。ここ
で、一般的にＶ−Ｔ変換によるＡ／Ｄ変換手法は、他の
Ａ／Ｄ変換手法に比べて時間が掛り過ぎる問題がある。
これは、通常カメラはレリーズボタンが押し込まれてか
らフィルムに露光がなされるまでの時間は０．３秒程度
でなくてはならない。あまりに遅いと、シャッターチャ
ンスを逃してしまうからである。上記観点から考える
と、レリーズ毎に少なくとも測光Ａ／Ｄとストロボ充電
電圧Ａ／Ｄと電池電圧のＡ／Ｄは必要であるから、０．
３秒／３＝０．１秒、即ち１つのＡＤ所要時間は少なく
とも１００ｍｓｅｃ以下でなければならない。本実施例
ではＣ1 と、これへのチャージ電流の値を適宜設定する
ことにより、１回のＡ／Ｄが約１０ｍｓｅｃとなるよう
に設計している。 【０２１０】これについては、更に次のような工夫が考
えられる。即ち、第１に少なくとも２つ以上のカメラ情
報のＡ／Ｄ変換を同時に行う。例えば図４５のフローチ
ャートに示すように、測光と測温と電池電圧の３つのＡ
／Ｄ変換を同時に行うことや、第２に所定メモリ領域に
各カメラ情報に対応したＡ／Ｄ変換値も格納するメモリ
領域を確認し、そのメモリ領域の内容をレリーズスイッ
チ以外のキー操作もしくは所定時間毎に応答して、Ａ／
Ｄ変換し更新するようにし、レリーズスイッチが入った
時点以前のＡ／Ｄ変換値に従ってカメラ動作を行うよう
構成することである。 【０２１１】次に、定電圧モータドライブ回路ブロック
２０６について説明する。 【０２１２】この定電圧モータドライブ回路ブロック２
０６は、オペアンプＯＰ2 と抵抗Ｒ13，Ｒ14と外づけの
ＰＮＰパワートランジスタによって構成されている。 【０２１３】これは非反転型の増幅器であって、ハイレ
ベル“Ｈ”ポイントの電位とＩポイントの電位ＶI との
間には次式の関係が成立する。 【０２１４】 【数１６】 【０２１５】ここで、ＶI はスイッチングトランジスタ
Ｑ18，Ｑ22の時間制御によって、コンデンサＣ1 をＧＮ
Ｄレベルから所定時間チャージすることにより任意の電
圧値を作り出しホールドすることができる。これによ
リ、ＣＰＵは、例えば巻き上げ開始時は低い電圧でも、
またある程度速度がでれば高い電圧で駆動するというよ
うな細かい制御を行うことができる。 【０２１６】尚、ＣＭＯＳプロセスにおいて、対数圧縮
特性を利用する方法としては、寄生トランジスタを用い
る他に、ＭＯＳトランジスタをWeak inversion region
で用いる方法がある。即ち、図４６に示すように、ドレ
イン電流が数１００ｎＡ以下の領域では、ドレイン電流
ＩD とゲートソース間電圧ＶGSの間には次式の関係がが
成立する。 【０２１７】 【数１７】【０２１８】次に、図４９は上記ドレイン電流が数１０
０ｎＡ以下の領域を測距回路に応用した場合の具体的な
回路の構成を示す図である。 【０２１９】同図において、パルス光電流検出回路ブロ
ックは、ＣＭＯＳオペアンプＯＰ1とＮＭＯＳトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 及び定電流源Ｉ1 ，Ｉ2 からなる
プリアンプ部と、ＣＭＯＳオペンアンプＯＰ2 とトラン
スファーゲートＧ1 とコンデンサＣ1 とＮＭＯＳトラン
ジスタＱ4 からなる背景光引き抜き回路とで構成されて
いる。そして、Ｖref2は、ＶCC2 −１００ｍｖに設定さ
れており、オペアンプＯＰ2 はトランスファーゲートＧ
1 が“オン”していると、プリアンプ部トでフィードバ
ックループを作り、Ｉ1 の定電流１μとＰＳＤの背景光
成分Ｉp1を全部トランジスタＱ4 を通じてＧＮＤに排出
し、その時の電位がコンデンサＣ1 に記憶される。この
状態では、トランジスタＱ3 のドレインソース間電圧は
１００ｍＶになり、トランジスタＱ3 にはほとんど電流
が流れていない。トランスファーゲートＧ1 が“オフ”
になってフィードバックループが切られてもコンデンサ
Ｃ1 にはそれ以前の電位が保持されつづけるので、依然
としてトランジスタＱ4 はＩ1 の定電流とＰＳＤの背景
光成分を排出し続ける。この時に、ＣＰＵのポートＰ1
からＬパルスを出してＱ5 を“オン”し、ＩＲＥＤから
赤外光パルスを被写体に投射し、その反射光による光電
流成分ΔＩp1がＰＳＤ１端子に入力すると、その電流値
はトランジスタＱ3 にすべて流れ込む。 【０２２０】ここでは、トランジスタＱ3 を２０倍にし
ているので、この流れ込む電流に対してトランジスタＱ
3 はweak inversion region における動作を行うため、
Ａポイントの電位を次式より求める。 【０２２１】 【数１８】 同様に、Ｂポイントの電位を次式より求める。 【０２２２】 【数１９】 【０２２３】そして、トランジスタＱ6 ，Ｑ7 も２０倍
にされ、Ｉ3 の定電流源に比して、weak inversion reg
ion における動作を行うよう設計している。さらに、ト
ランジスタＱ6 のドレイン電流をＩD1とすると次式が成
立する。 【０２２４】 【数２０】 そして、トランジスタＱ7 のドレイン電流をＩD2とする
と次式が成立する。 【０２２５】 【数２１】 この上記２式は等しいので次式が成立する。 【０２２６】 【数２２】【０２２７】よって、 【数２３】 となる。ここで、ＩD1＋ＩD2＝１μＡであるから次式が
成立する。 【０２２８】 【数２４】 以上より、Ｒ1 のＣポイントの電位は次式で示される。 【０２２９】 【数２５】 【０２３０】従って、ΔＩp2／（ΔＩp1＋ΔＩp2）はＰ
ＳＤに入射するスポット光像の重心位置を表すから上記
Ｃポイントの電位を計測すれば被写体距離が求められ
る。 【０２３１】さらに、ＣＰＵは、投光パルスに同期して
ＣポイントのＡ／Ｄ変換を行い、そのデジタル値を取り
込む。そして、複数回の投光を行い、その平均値から被
写体までの距離を割り出す。 【０２３２】次に、図５０は測光回路に応用した場合の
具体的な構成を示す図である。 【０２３３】同図において、Ａポイントの電位は次式で
示される。 【０２３４】 【数２６】 【０２３５】この式において、Ｖref1はタップデコーダ
のいずれかのタップの電圧とする。 【０２３６】そして、タップ抵抗Ｒに流れる電流Ｉ1 は
次式で示される。 【０２３７】 【数２７】 【０２３８】よって、ＣＰＵとタップデコーダで逐次比
較ＡＤを行うことによって、ＣＰＵは輝に応じたＡ／Ｄ
値を得ることができる。 【０２３９】以上詳述したように、本発明のＣＭＯＳア
ナログ回路を使用したカメラコントローラでは、ＣＭＯ
Ｓプロセスでアナログ回路を構成できたので、リードタ
イム、コストもマイコン並みで、しかもＡＦ，ＡＥ回路
とマイコンを１チップ化でき、カメラの小型化を図るこ
とができる。 【０２４０】さらに、タイムラグの減少やリモコンの受
信可能時間の制限をなくすこともできる。また、クロッ
クなしのタイマを使用することにより、クロックノイズ
の影響が無い。そして、チップの発熱があっても、誤判
断せずにＬＣＤ駆動電圧の温度補正ができる。 【０２４１】尚、本発明には以下の内容も含まれる。 【０２４２】（１） マイクロコンピュータと、Ｐウェ
ル若しくはＮウェルをベースとし当該Ｐウェル内部のＮ
^＋若しくはＮウェル内部のＰ^＋をエミッタとする寄生バ
イポーラトランジスタを有するＣＭＯＳプロセスで構成
した対数圧縮型の測距回路又は測光回路とを同一チップ
上に構成したことを特徴とするカメラコントローラ。 【０２４３】（２） カメラ制御用マイクロコンピュー
タコアと、カメラの撮影動作に必要な測定回路と、バイ
ポーラトランジスタを直接駆動する大電流ソース回路と
を同一チップ上に有するカメラ用マイクロコンピュータ
において、上記電池と直列に接続された第１の電源端子
と、上記電池をと並列に接続した電源バックアップ用コ
ンデンサに接続された第２の電源端子とを具備し、上記
カメラ制御用マイクロコンピュータコアと上記カメラ用
の測定回路は上記第２の電源端子から給電し、上記大電
流ソース回路の少なくとも大電流ソース源としては上記
第１の電源端子から給電することを特徴とするカメラ制
御用１チップマイクロコンピュータ。 【０２４４】（３） 同一チップ上にカメラ制御用マイ
クロコンピュータとカメラ用測定回路とバイポーラトラ
ンジスタを直接駆動する大電流シンク回路とを有するカ
メラ用１チップマイクロコンピュータにおいて、上記カ
メラ制御用マイクロコンピュータの為の第１のグランド
パッドと、上記第１のグランドパッドに接続された第１
のＩＣリードと、上記カメラ用測定回路の為の第２のグ
ランドパッドと、上記第２のグランドパッドに接続され
た第２のＩＣリードと、上記大電流シンク回路の為の第
３のグランドパッドと、上記第３のグランドパッドに接
続された第３のＩＣリードとを具備することを特徴とす
るカメラ制御用１チップマイクロコンピュータ。 【０２４５】（４） 上記第１のグランドパッドと第２
のグランドパッドとを共通としたことを特徴とする請求
項３に記載のカメラ制御用１チップマイクロコンピュー
タ。 【０２４６】（５） ＣＭＯＳアナログ回路を同一チッ
プ上に構成した１チップマイクロコンピュータを有する
カメラにおいて、上記ＣＭＯＳアナログ回路には少なく
とも自動焦点調整回路、自動露光回路、リモートコント
ロール回路、測温回路のいずれかを含み、カメラの撮影
可能状態の場合は、少なくとも上記いずれかの回路は電
源供給されていることを特徴とするカメラシステム。 【０２４７】（６） 測距対象に向けてパルス投光する
投光手段と、上記測距対象からの反射光を受光するため
に上記投光手段から基線長離れた位置に配置された半導
体位置検出素子と受光レンズからなる受光手段と、上記
半導体位置検出素子のパルス光電流をＣＭＯＳプロセス
中のＰウェル若しくはＮウェルをベースとし当該Ｐウェ
ル内部のＮ^＋若しくはＮウェル内部のＰ^＋をエミッタと
する寄生バイポーラトランジスタのベースに入力するＭ
ＯＳトランジスタ回路と、上記ＭＯＳトランジスタ回路
の出力に基づいて測距対象までの距離を演算する測距演
算手段とを具備することを特徴とするカメラ用測距装
置。 【０２４８】（７） ＣＭＯＳプロセス中のＰウェル内
部のＮ^＋若しくはＮウェルの内部のＰ ^＋をエミッタとす
る第１及び第２の寄生バイポーラトランジスタと、被写
体輝度に応じて変化する光感応素子と、上記第１の寄生
バイポーラトランジスタのエミッタ電位をＡ／Ｄ変換す
るＡ／Ｄ変換手段とを具備し、上記光感応素子を上記第
１の寄生バイポーラトランジスタのエミッタに電気的に
接続し、上記第１の寄生バイポーラトランジスタのベー
スを第２の寄生バイポーラトランジスタのベースに電気
的に接続し、上記第２の寄生バイポーラトランジスタの
エミッタに定電流源を接続したことを特徴とするカメラ
用測光装置。 【０２４９】（８） アナログ回路を同一チップ上に構
成した１チップマイクロコンピュータを含むカメラにお
いて、上記アナログ回路には少なくとも自動焦点調整回
路、自動露光回路、リモートコントロール回路のうちの
いずれかを含み、少なくとも上記回路のいずれかを動作
させる時はマイクロコンピュータの原振を停止し、測定
又は受信完了信号で再び原振を動作させることを特徴と
するカメラシステム。 【０２５０】（９） 基準電流源と、上記電流を充電す
る充電部と、基準電圧設定部と、充電電圧と基準電圧を
比較する比較部と、上記比較部出力に応じて発振を開始
する発振制御部とを具備することを特徴とするアナログ
タイマ。 【０２５１】（１０） 上記アナログタイマには、温度
による補正を行なう補正手段を含むことを特徴とする請
求項９に記載のアナログタイマ。 【０２５２】（１１） 大電流を制御するパワー系回路
と、ＬＣＤ表示用電源用Ｄ／Ａコンバータと、パワー系
を駆動したかどうかを記憶する記憶部と、パワー系を駆
動した後所定時間経過したか否かをカウントするタイマ
と、所定時間経過後に上記記憶部をクリアするクリア手
段と、測温回路と、当該測温回路の出力に応じて上記Ｄ
／Ａコンバータの出力を設定する設定手段とを具備し、
上記記憶部がクリアされていない場合には、上記設定手
段の作動を禁止することを特徴とするＬＣＤ駆動電圧温
度補正方法。 【０２５３】 【発明の効果】本発明によれば、集積回路の温度が自己
発熱で上昇する場合でも鮮明な表示を得るＬＣＤ駆動電
圧温度補正方法を提供することができる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ
回路を用いたカメラコントローラの構成を示す図であ
る。 【図２】第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を用
いたカメラコントローラのメインシーケンスを示すフロ
ーチャートである。 【図３】レリーズスイッチが押された時又はリモコン信
号を受信した時に実行するサブルーチン“レリーズ割込
み”のシーケンスを示すフローチャートである。 【図４】サブルーチン“ＬＣＤ ＯＮ”のシーケンスを
示すフローチャートである。 【図５】ＬＣＤ２１の温度（°Ｃ）と駆動電圧（Ｖ）の
関係を示すグラフ図である。 【図６】ＣＭＯＳプロセス内に存在するＮＰＮバイポー
ラトランジスタとＮＰＮバイポーラトランジスタを示す
図である。 【図７】ＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジ
スタを利用した測距回路の具体例を示す図である。 【図８】被写体距離ａの逆数１／ａと出力電圧値との関
係を示すグラフ図である。 【図９】測距回路ブロック４による測距のシーケンスに
ついて説明するためのフローチャートである。 【図１０】ＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトラン
ジスタを利用した測光回路ブロック１３の構成を示す図
である。 【図１１】基準電圧回路出力Ｉs を平均とスポットで予
め異なるようにした測光回路ブロック１３の変形例の構
成を示す図である。 【図１２】レベルシフト回路を付加して調整するように
した測光回路ブロック１３の変形例の構成を示す図であ
る。 【図１３】図１０に示す測光回路ブロック１３の一部の
詳細な構成を示す図である。 【図１４】ＤＡＣ用のＴ安定，Ｔ比例基準電流を作る具
体的な回路の構成を示す図である。 【図１５】測光回路ブロック１３による測光のシーケン
スを示すフローチャートである。 【図１６】ＣＭＯＳプロセスにおける測温回路ブロック
１０の構成を示す図である。 【図１７】第１の実施例にモータードライブ回路や昇圧
回路やプランジャー駆動回路などを組み込んだ場合の具
体例の構成を示す図である。 【図１８】カメラのリモコン受信回路ブロックの構成を
示す図である。 【図１９】赤外光による遠隔操作信号を受光したときの
各部の動作波形を示す図である。 【図２０】サブルーチン“リモコン受信割り込み”のシ
ーケンスを示すフローチャートである。 【図２１】サブルーチン“リモコン設定”のシーケンス
を示すフローチャートである。 【図２２】ＣＰＵ及びカメラの各種測定回路と同一チッ
プ上にモータドライブ用のプリドライバ回路を構成した
場合のＮＰＮモータプリドライバ回路ブロック５の具体
的な構成を示す図である。 【図２３】クロックを用いないアナログタイマ回路の具
体的な構成を示ず図である。 【図２４】アナログタイマ回路の動作を示すフローチャ
ートである。 【図２５】アナログタイマ回路の動作に係るタイミング
チャート図である。 【図２６】アナログタイマ回路の動作に係るタイミング
チャート図である。 【図２７】タイマ時間とＤ／Ａ設定値との関係を示すグ
ラフ図である。 【図２８】アナログタイマを用いた測光回路の具体的な
構成を示す図である。 【図２９】アナログタイマを用いた測光回路の動作を示
すフローチャートである。 【図３０】アナログタイマを測距回路の具体的な構成を
示す図である。 【図３１】アナログタイマを測距回路の動作を示すフロ
ーチャートである。 【図３２】リモコン受信信号評価にアナログタイマを応
用した回路の具体的な構成を示す図である。 【図３３】リモコン受信信号評価にアナログタイマを応
用した回路に係るリモコン受光回路出力の様子を示す図
である。 【図３４】リモコン受信信号評価にアナログタイマを応
用した回路の動作を示すフローチャートである。 【図３５】本発明の第２の実施例に係るＣＭＯＳアナロ
グ回路を使用したカメラコントローラの構成を示す図で
ある。 【図３６】本発明の第２の実施例に係るＣＭＯＳアナロ
グ回路を使用したカメラコントローラの構成を示す図で
ある。 【図３７】電池電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を示す
フローチャートである。 【図３８】電池電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を説明
するためのタイミングチャートである。 【図３９】ストロボ充電電圧をＡ／Ｄ変換するための動
作を示すフローチャートである。 【図４０】ストロボ充電電圧をＡ／Ｄ変換するための動
作を説明するためのタイミングチャートである。 【図４１】測温電圧値をＡ／Ｄ変換する動作を示すフロ
ーチャートである。 【図４２】測温電圧値をＡ／Ｄ変換する動作を説明する
ためのタイミングチャートである。 【図４３】測光値をＡ／Ｄ変換する動作について詳細に
説明するためのフローチャートである。 【図４４】測光値をＡ／Ｄ変換する動作を説明するため
のタイミングチャートである。 【図４５】測光と測温と電池電圧の３つのＡＤ変換を同
時に行う場合のシーケンスを示すフローチャートであ
る。 【図４６】ドレイン電流ＩD とゲートソース間電圧ＶGS
の関係を示すグラフ図である。 【図４７】実施例に係る電界効果トランジスタについて
説明するための図である。 【図４８】マイコンを含むＩＣのパッケージの様子を示
す図である。 【図４９】ドレイン電流が数１００ｎＡ以下の領域を測
距回路に応用した場合の具体的な回路の構成を示す図で
ある。 【図５０】ドレイン電流が数１００ｎＡ以下の領域を測
光回路に応用した場合の具体的な回路の構成を示す図で
ある。 【符号の説明】 １・・・ＣＰＵ（μ−ｃｏｍコア）、２・・・昇圧回路ブロッ
ク、３・・・リモコン回路ブロック、４・・・測距回路ブロッ
ク、５・・・ＮＰＮモータプリドライバ回路ブロック、６・
・・モータ定電圧回路ブロック、７・・・Ｔ安定Ｔ比例ＤＡ
Ｃ回路ブロック、８・・・コンパレータ、９・・・Ｂ．Ｃ回路
ブロック、１０・・・測温回路ブロック、１１・・・リセット
回路ブロック、１２・・・基準電圧回路ブロック、１３・・・
測光回路ブロック、１４・・・ストロボ充電電圧検出回路
ブロック、１５・・・ＰＩ／ＰＲ検出回路ブロック、１６・
・・ＰＬＥＤドライバ回路ブロック、１７・・・ＰＮＰモー
タプリドライバ回路ブロック、１８・・・ＥＥＰＲＯＭ、
１９・・・ストロボ回路ブロック、２０・・・スイッチ、２１
・・・ＬＣＤ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2H093 NC50 NC57 NC63 ND02 ND05 ND58 NG20 2H100 DD00 DD15 DD16 EE00 2H102 BA19 BA21 BA22 BA27 BB08 5C006 AA03 AF51 AF53 AF62 AF78 BB01 BF38 FA00 5C080 AA10 BB01 CC01 DD01 DD09 FF09 GG02 JJ02 JJ03 JJ04 JJ05 JJ06 JJ07

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 大電流を制御するパワー系回路と、ＬＣ
   Ｄ表示用電源用Ｄ／Ａコンバータと、パワー系回路を駆
   動したことを記憶する記憶部と、上記パワー系回路を駆
   動した後所定の時間をカウントするタイマと、この所定
   時間経過後に上記記憶部をクリアするクリア手段と、測
   温回路と、当該測温回路の出力に応じて上記Ｄ／Ａコン
   バータの出力を設定する設定手段とを具備するＬＣＤ駆
   動電圧温度補正回路によりなされる方法であって、上記
   記憶部がクリアされていない場合には、上記設定手段の
   作動を禁止することを特徴とするＬＣＤ駆動電圧温度補
   正方法。