JPH01100466A - 周期的信号の電力決定用回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、周波数帯域を制限された周期的信号の電力
を決定するための回路装置に関するものである。

〔従来の技術〕

情報符号化の１つの可能性は、情報ビット（。

および１）の２つの可能な論理値を１つの帯域制限され
た信号により実現することにある。それはたとえば、２
つの論理値が相異なる周波数を有する２つの周期的信号
の特定の数の周期により形成されることにより可能であ
り、その際に相異なる周波数の周期的信号の複数の周期
により形成される時間周期は常に等しく、またその際に
相異なる周波数の２つの信号の間の位相連続的な移行が
存在している。１つの別の可能性は、それぞれ等しい時
間周期のなかにそれぞれ１つの周期的信号の２つの半波
または１つの半波を入れることにあり、その際に位相コ
ヒーレントな方法が用いられる。

いずれの場合にも周波数帯域制限は、それぞれ１つの論
理値が符号化されている常に等しい時間周期により与え
られている。

前記の種類の符号化方法はたとえばディジタル電話技術
に応用される。その際に、前記の種類の帯域制限された
信号が特定の値よりも大きい電力を有するか小さい電力
を有するかの推定が必要になり得る。このような推定を
実行する１つの可能性は、ディスクリートな回路技術で
構成された帯域通過特性を有するアナログフィルタおよ
び積分器の使用にある。しかし、その際に集積回路技術
では実現可能でない多数の構成部品が使用されなければ
ならない。従って、集積回路による１つの解決策では、
作動のために必要な受動的な複数個の部品を集積回路の
外部に接続することである。

しかし、他方において、集積回路技術では、集積回路の
外部に接続すべき構成部品の数をできるかぎり少数にと
どめるべ（努力されている。

さらに、特定の非線形および不連続特性の実現はアナロ
グ的な解決策ではディジタル的な解決策にくらべておお
きな費用を必要とする。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の課題は、冒頭に記載した種類の回路装置であっ
て、外部に接続すべき構成要素を最小可能な数にとどめ
た集積回路技術によりわずかな全体費用で済ませられる
回路装置を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

この課題は、本発明によれば、信号の絶対電圧値を１つ
の予め定められた電圧しきいと比較し、信号の絶対電圧
値が予め定められた電圧しきいよりも大きいか小さいか
を示す出力信号を生ずる！つのコンパレータと、絶対電
圧値−コンパレータの後に接続されており、絶対電圧値
−コンパレータの出力信号を信号周期あたり予め定めら
れた頻度でサンプリングする１つのサンプリング回路と
、サンプリング回路の後に接続されており、少なくとも
１つの信号周期の間に生ずるサンプリング回路のディジ
タル出力信号の両論理値の１つの数をカウントする１つ
のカウンタとを含んでいることによって解決される。

本発明の構成は請求項２以下にあげられている。

〔実施例〕

以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳
細に説明する。

第１図のブロック回路図には、周波数帯域を制限された
周期的信号の電力を決定するための本発明による回路装
置の基本的構成が示されている。

この回路装置では１つの入力端１０に、電力を決定され
るべき周期的信号が与えられる。絶対電圧値−コンパレ
ータ１２は、入力信号の絶対電圧値が１つの予め定めら
れたしきい値よりも大きいか小さいかを確認する。以下
で第４図の信号ダイアグラム列により説明される・よう
に、絶対電圧値−コンパレータ１２は周期的人力信号の
振幅の関数としてのパルス−休止比を有する少なくとも
１つのパルス状の出力信号を供給する。

絶対電圧値−コンパレータ１２の後に接続されており、
それ自体公知の仕方でサンプル・アンド・ホールド回路
として構成することのできるサンプリング回路１４のな
かで、絶対電圧値−コンパレータ１２の出力信号がサン
プリングされ、その結果サンプリング回路１４は、カウ
ンタ１６に供給される１つのディジタル信号を供給する
。サンプリング回路の構成はそれ自体公知であので、こ
こで詳細には説明されない。

カウンタ１６は１つの予め定められた周期、特に少なく
とも１つの信号周期のなかで、サンプリング回路１４の
出力信号のなかのどれだけ多くのサンプル値が高い論理
値または低い論理値を有するかを確認する。その結果は
たとえば出力端１８におけるカウンタ１６の出力信号の
なかの最上位のビットを介して、電圧源の電圧を基準に
しての、測定周期のなかで生じた周期的入力信号の振幅
に関する１つの統計的情報を与える。入力端１ｏにおい
て周期的信号がどのような負荷で動作するかが知られて
いれば、出力端１８におけるカウンタ１６の出力信号を
介して信号電力が推定され得る。

第２図には第１図による絶対電圧値−コンパレータ１２
の１つの実施例が示されている。この実施例では、入力
端２０ま、たは入力端２２を介して非反転入力端子に周
期的信号をその基準位相または基準位相に対して反転さ
れた相補性位相で受ける２つの差動増幅器２４および２
６が設けられている。差動増幅器２４および２６の反転
入力端にはそれぞれ抵抗２日および電流源３ｏまたは抵
抗３２および電流源３４から成る回路を介して電圧Ｌ［
いＵＳｌまたはＵＳ２が設定される。その際に電圧しき
い設定回路２８．３ｏまたは３２．３４はその抵抗２日
または３２の１つの端子で入力端２０または２２に接続
されており、他方において差動増幅器２４および２６の
反転入力端一はそれぞれ抵抗２８．３２および電流源３
ｏ、３４の接続点に接続されている。電圧しきいＵＳＩ
またはＵＳ２を基準にして周期的信号を表すため、第４
図による信号列ＡおよびＢのそれぞれ上側の信号ダイア
ダラムが基準にされる。ここで２つの相異なる大きさの
振幅に対する１つの周期的入力信号ＳまたはＳ′は電圧
しきいＵＳＩまたはＵＳ２を基準にして表されている。

差動増幅器回路２４．２６の出力端はアンドゲート３６
の形態の１つのアンド論理回路に導かれており、その出
力端３８はサンプリング回路１４に接続されている第１
図による絶対電圧値−コンパレータ１２の出力端に相当
する。

１つの絶対電圧値−コンパレータの１つの詳細な回路技
術的実施例が第３図に示されている。このコンパレータ
には再び、トランジスタ段Ｔ３、Ｔ４およびＴ５、Ｔ６
により形成される２つの差動増幅器が設けられている。

トランジスタ対Ｔ３、Ｔ４およびＴ５、Ｔ６はそれぞれ
エミッタ結合されており、また１つの電流源１３４およ
び１５６を介して基準電位に接続されている。それぞれ
１つのトランジスタ段Ｔ３、Ｔ５のコレクタ枝路のなか
に１つの負荷抵抗Ｒ３６、Ｒ４５が位置している。その
際に回路は特に、それぞれ他のトランジスタ段Ｔ４また
はＴ６のコレクタ枝路が同じく負荷抵抗Ｒ４５またはＲ
３６に接続されているように構成されている。トランジ
スタ段のコレクタ枝路および負荷抵抗の接続点は前記の
ように絶対電圧値−コンパレータの１つの出力端ＡＩま
たはＡ２を形成している。

さらに第３図による回路装置では、それぞれ１つのトラ
ンジスタＴｌ５Ｔ２およびそのエミッタ枝路内の１つの
抵抗Ｒ１、Ｒ２およびそれに直列に位置する電流源■１
、を有するエミッタホロア回路■２から形成される電圧
しきい設定回路が設けられている０回路装置はさらに、
１つの差動増幅器の１つのトランジスタ対のそれぞれ１
つのトランジスタ段が直接に電圧しきい設定回路のなか
のトランジスタのエミッタに、また他のトランジスタ段
が電圧しきい設定回路のなかの抵抗および電流源の接続
点に接続されているように構成されている。こうしてト
ランジスタ対Ｔ５、Ｔ６により形成される差動増幅器の
なかでトランジスタ段Ｔ５はそのベースでトランジスタ
Ｔ１のエミッタに、またトランジスタ段Ｔ６はそのベー
スで抵抗Ｒ２および電流源１２の接続点に接続されてい
る。

相応に、トランジスタ対Ｔ３、Ｔ４により形成される差
動増幅器のなかでトランジスタ段Ｔ４はそのベースでト
ランジスタＴ２のエミッタに、またトランジスタ段Ｔ３
はそのベースで抵抗Ｒ１および電流源■１の接続点に接
続されている。

周期的入力信号は１つの入力端Ｅｌで絶対電圧値−コン
パレータのなかのトランジスタＴ１のベースに、または
１つの入力端Ｅ２でトランジスタＴ２のベースに、周期
的入力信号がその基準位相で入力端Ｅｌに、また基準位
相に対して反転された相補性位相で入力端Ｅ２に供給さ
れるように供給される。

抵抗Ｒ３６およびＲ４５の値は２＋１であるように、す
なわち抵抗Ｒ３６の値が抵抗Ｒ４５の値の２倍であるよ
うに選定されていることが好ましい。

第３図による絶対電圧値−コンパレータの実施例の作動
の仕方を第４図の信号ダイアダラム列Ａ、Ｂにより説明
する。

第４図中の上側の信号ダイアダラムが電圧しきいＵＳＩ
またはＵＳ２を基準にしての２つの相異なる振幅を有す
る入力信号ＳまたはＳ′を表すことは既に述べられた。

２つの半周期に対する２つの電圧しきいに基づいて入力
信号の電圧の絶対値が検出され得る。このダイアダラム
から、時点ｔ１、ｔ２またはｔ３、ｔ４で入力信号と電
圧しきいＵＳＩまたはＵＳ２との交点が生ずることは明
らかである。

第４図中の下側に位置するすぐ次のダイアダラムは、差
動増幅器のトランジスタ段の入力端（ベース）における
時間の関数としての相応の信号−電圧経過を示す。その
際にトランジスタ段Ｔ３のベース電圧またはベース電位
は参照符号ＵＢ３を、トランジスタ段Ｔ４のそれはＵＢ
４を、トランジスタ段Ｔ５のそれはＵＢ５を、トランジ
スタ段Ｔ６のそれはＵＢ６を付されている。２つの信号
ダイアダラムから、電圧ＵＢ５はトランジスタＴ１のエ
ミッタに生ずるので、電圧ＵＢ５が信号ＳまたはＳ′と
一致することは明らかである。

周期的入力信号は入力端Ｅ２に入力端Ｅｌを基準にして
相補性に、または反転されて供給されるので、また電圧
ＵＢ６が抵抗Ｒ２および電流源■２の接続点から取り出
されるので、トランジスタ対Ｔ５、Ｔ６から形成される
差動増幅器のトランジスタ段Ｔ６は抵抗Ｒ２により定め
られた電圧しきいだ、けずらされかつ反転されて入力信
号を受ける。これは相応の信号ダイアダラム中に参照符
号ＵＢ６を付された破線の信号経過により示されている
。

相応の関係が、トランジスタ対Ｔ３、Ｔ４から形成され
る差動増幅器についても当てはまる。前記の説明のよう
に、この差動増幅器に対して信号ダイアダラム中で示さ
れている信号経過ＵＢ３またはＵＢ４が当てはまること
は容易に明らかである。

続く４つの信号ダイアグラムにはトランジスタ段Ｔ３な
いしＴ６のコレクタ電流が参照符号ＩＣ３ないしＩＣ６
を付して示されている。たとえば信号または電圧経過Ｕ
Ｂ５およびＵＢ６に対して相応の信号ダイアグラムから
明らかなように、電圧ＵＢ５は時点ｔ３まで電圧ＵＢ６
よりも常に大きく、従って０からｔ３までの周期中はト
ランジスタ対Ｔ５、Ｔ６により形成される差動増幅器の
なかでトランジスタ段Ｔ５のコレクタ枝路にコレ−クタ
電流１ｃ５が流れ、他方においてトランジスタ段Ｔ６の
コレクタ枝路ではコレクタ電流がこの周期中はＯになる
０時点ｔ３とｔ４との間の周期中は電圧ＵＢ６が電圧Ｕ
Ｂ５よりも大きいので、この周期中はコレクタ電流Ｉｃ
６が流れ、その際にコレクタ電流ｒｃ５はＯになる。容
易に明らかなように、信号経過または信号電圧ＵＢ３お
よびＵＢ４に対してコレクタ電流経過１ｃ３およびＩｃ
４を有する相応の関係が生じ、従ってこれらの電流経過
の生起についてここでもう一度説明する必要はない。

負荷抵抗Ｒ３６およびＲ４５でコレクタ電流■ｃ３、Ｉ
ｃ６またはＩｃ４、Ｉｃ５は加わり合う。

前記のように、抵抗Ｒ３６の値は抵抗Ｒ４５の値の特に
２倍の大きさである。従って、これらの抵抗を経て、参
照符号ｌＲ３６またはｌＲ４５を付されている電流経過
が生ずる。上記の抵抗関係のために電流ｌＲ４５は電流
Ｉ　Ｒ３’６の２倍の大きさである。

第４図の最後の信号ダイアグラムには、電流経過ｌＲ３
６、ｌＲ４５により出力端Ａ２またはＡｌに生ずる電圧
経過が示されている。特に出力端Ａ２における電圧は一
点鎖線で示されており、他方において出力端ＡＩにおけ
る電圧は実線で示されている。ダイアダラム列Ａおよび
Ｂによる相異なる信号振幅に対するＡＩ％Ａ２における
信号経過の比較から、絶対電圧値−コンパレータの出力
端に、信号振幅に関係するパルス−休止比を有するパル
ス状の出力信号が生ずることは明らかである。従って、
第１図中のサンプリング回路１４によるこれらの信号経
過ＡＩまたはＡ２の少なくとも１つのサンプリングから
常に、出力信号のパルス−休止比がどのようであるかに
応じて、高い論理値および低い論理値の１つの特定の比
が生ずる。

これらの論理レベルの少な（とも１つの数を確認するこ
とにより、前記の仕方で、周期的入力信号の電力が推定
され得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による回路装置の一般的なブロック回路
図、第２図は第１図による回路装置の絶対電圧値−コン
パレータの実施例の回路図、第３図は絶対電圧値−コン
パレータの詳細な回路図、第４図は第゛３図による絶対
電圧値−コンパレータの作動の仕方を説明するための信
号ダイアグラムである。 １０・・・入力端 １２・・・絶対電圧値−コンパレータ １４・・・サンプリング回路 １６・・・カウンタ １８・・・出力端 ２０．２２・・・入力端 ２４．２６・・・差動増幅器 ２８．３２・・・抵抗 ３０．３４・・・電流源 ３６・・・アンド論理回路 ３８・・・出力端 ＩＧ　３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）周波数帯域を制限された周期的信号の電力を決定す
   るための回路装置において、 信号の絶対電圧値を１つの予め定められた 電圧しきいと比較し、信号の絶対電圧値が予め定められ
   た電圧しきいよりも大きいか小さいかを示す出力信号を
   生ずる１つのコンパレータ（１２）と、 絶対電圧値−コンパレータ（１２）の後に 接続されており、絶対電圧値−コンパレータ（１２）の
   出力信号を信号周期あたり予め定められた頻度でサンプ
   リングする１つのサンプリング回路（１４）と、 サンプリング回路（１４）の後に接続され ており、少なくとも１つの信号周期の間に生ずるサンプ
   リング回路（１４）のディジタル出力信号の両論理値の
   １つの数をカウントする１つのカウンタ（１６）とを含
   んでいることを特徴とする周期的信号の電力決定用回路
   装置。 ２）絶対電圧値−コンパレータ（１２）が、その構成要
   素として、 周期的信号を非反転入力端（＋）にその基 準位相または（基準位相に対して反転された）相補性位
   相で供給され得る２つの差動増幅器（２４、２６）と、 差動増幅器（２４、２６）のそれぞれ１つ の反転入力端（−）に位置し、周期的信号のそれぞれ１
   つの半波に対してそれぞれ１つの予め定められたしきい
   （ＵＳ１またはＵＳ２）を設定するためのそれぞれ１つ
   の電圧しきい設定回路（２８、３０または３２、３４）
   と、差動増幅器（２４、２６）の出力端におけ る１つのアンド論理回路（３６）とを有することを特徴
   とする請求項１記載の回路装置。 ３）電圧しきい設定回路（２８、３０または３２、３４
   ）が差動増幅器（２４、２６）のそれぞれ１つの非反転
   入力端（＋）に接続されている抵抗（２８または３２）
   および電流源（３０または３４）のそれぞれ１つの直列
   回路により形成されており、またそれぞれ抵抗（２８ま
   たは３２）および電流源（３０または３４）の接続点が
   差動増幅器（２４、２６）のそれぞれ１つの反転入力端
   （−）に接続されていることを特徴とする請求項２記載
   の回路装置。 ４）差動増幅器がそれぞれ１つのエミッタ結合されたト
   ランジスタ対（Ｔ３、Ｔ４またはＴ５、Ｔ６）により形
   成されており、また差動増幅器出力端のアンド論理回路
   が、それぞれ１つの相異なるトランジスタ対（Ｔ３、Ｔ
   ４またはＴ５、Ｔ６）のそれぞれ１つのトランジスタ段
   （Ｔ４、Ｔ５またはＴ３、Ｔ６）が１つの共通の負荷抵
   抗（Ｒ４５またはＲ３６）を有することにより形成され
   ていることを特徴とする請求項１または２記載の回路装
   置。 ５）負荷抵抗（Ｒ３６、Ｒ４５）の値の比が２：１であ
   ることを特徴とする請求項４記載の回路装置。 ６）電圧しきい設定回路がそれぞれ１つのトランジスタ
   （Ｔ１またはＴ２）およびそのエミッタ枝路内の１つの
   抵抗（Ｒ１またはＲ２）ならびにそれに直列に位置する
   電流源（１１または１２）から成る１つのエミッタホロ
   ワ段（Ｔ１、Ｒ１またはＴ２、Ｒ２）により形成されて
   おり、またトランジスタ対のトランジスタ段（Ｔ３、Ｔ
   ４またはＴ５、Ｔ６）がエミッタホロワ段（Ｔ１、Ｒ１
   またはＴ２、Ｒ２）のトランジスタ（Ｔ１またはＴ２）
   のエミッタまたは抵抗（Ｒ１またはＲ２）および電流源
   （１１または１２）の接続点に接続されていることを特
   徴とする請求項４または５記載の回路装置。