JPH0114726B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0114726B2 JPH0114726B2 JP55065750A JP6575080A JPH0114726B2 JP H0114726 B2 JPH0114726 B2 JP H0114726B2 JP 55065750 A JP55065750 A JP 55065750A JP 6575080 A JP6575080 A JP 6575080A JP H0114726 B2 JPH0114726 B2 JP H0114726B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- collector
- gain
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
ローパスフイルタあるいはハイパスフイルタ
は、抵抗器及びコンデンサにより構成されるの
で、これらフイルタをIC化するには、いくつか
の問題点がある。すなわち、 （） 抵抗値の精度があまりとれないので、フ
イルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう （） 抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオ
フ周波数の温度特性が悪くなつてしまう （） 抵抗値及び容量をあまり大きくできない
ので、カツトオフ周波数の低いものが作りにく
い などである。
は、抵抗器及びコンデンサにより構成されるの
で、これらフイルタをIC化するには、いくつか
の問題点がある。すなわち、 （） 抵抗値の精度があまりとれないので、フ
イルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう （） 抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオ
フ周波数の温度特性が悪くなつてしまう （） 抵抗値及び容量をあまり大きくできない
ので、カツトオフ周波数の低いものが作りにく
い などである。
この発明は、これらの問題点を解決し、IC化
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。
以下その一例について説明しよう。
第１図において、１は入力信号の信号源、２は
可変利得アンプを示す。この場合、この例におい
ては、アンプ２は２組の差動アンプ及びその定電
流源となるカレントミラー回路により構成される
もので、トランジスタQ1，Q2のエミツタが抵抗
器R2，R3（R2＝R3）を通じて定電流源用のトラ
ンジスタQ3のコレクタに接続され、トランジス
タQ1，Q2のコレクタが負荷用のトランジスタQ4，
Q5のエミツタに接続されて第１の差動アンプが
構成されると共に、トランジスタQ6，Q7のエミ
ツタが定電流源用のトランジスタQ8のコレクタ
に接続され、トランジスタQ6，Q7のベースがト
ランジスタQ1，Q2のコレクタに接続され、トラ
ンジスタQ6のコレクタが電源端子T3に接続され、
トランジスタQ7のコレクタが抵抗器R4を通じて
端子T3に接続されて第２の差動アンプが構成さ
れる。
可変利得アンプを示す。この場合、この例におい
ては、アンプ２は２組の差動アンプ及びその定電
流源となるカレントミラー回路により構成される
もので、トランジスタQ1，Q2のエミツタが抵抗
器R2，R3（R2＝R3）を通じて定電流源用のトラ
ンジスタQ3のコレクタに接続され、トランジス
タQ1，Q2のコレクタが負荷用のトランジスタQ4，
Q5のエミツタに接続されて第１の差動アンプが
構成されると共に、トランジスタQ6，Q7のエミ
ツタが定電流源用のトランジスタQ8のコレクタ
に接続され、トランジスタQ6，Q7のベースがト
ランジスタQ1，Q2のコレクタに接続され、トラ
ンジスタQ6のコレクタが電源端子T3に接続され、
トランジスタQ7のコレクタが抵抗器R4を通じて
端子T3に接続されて第２の差動アンプが構成さ
れる。
さらに、トランジスタQ3にトランジスタQ13が
接続されて第１のカレントミラー回路が構成さ
れ、トランジスタQ13のベース及びコレクタが抵
抗器R5を通じて端子T3に接続される。また、ト
ランジスタQ8にトランジスタQ18が接続されて第
２のカレントミラー回路が構成されると共に、ト
ランジスタQ18のベース及びコレクタが抵抗器R6
を通じて端子T3に接続される。
接続されて第１のカレントミラー回路が構成さ
れ、トランジスタQ13のベース及びコレクタが抵
抗器R5を通じて端子T3に接続される。また、ト
ランジスタQ8にトランジスタQ18が接続されて第
２のカレントミラー回路が構成されると共に、ト
ランジスタQ18のベース及びコレクタが抵抗器R6
を通じて端子T3に接続される。
さらに、入力端子T1とトランジスタQ1のベー
スとの間に抵抗器R1が接続され、トランジスタ
Q7のコレクタが、エミツタフオロワのトランジ
スタQ9及びコンデンサC1を通じてトランジスタ
Q1のベースに接続されると共に、この接続点に
出力端子T2が接続される。
スとの間に抵抗器R1が接続され、トランジスタ
Q7のコレクタが、エミツタフオロワのトランジ
スタQ9及びコンデンサC1を通じてトランジスタ
Q1のベースに接続されると共に、この接続点に
出力端子T2が接続される。
なお、この回路は、例えば抵抗器R5を除いて
IC化される。
IC化される。
このような構成によれば、トランジスタQ1の
ベースに信号（ベースバイアス電圧を含む）が供
給されると、この信号は、アンプ２においてトラ
ンジスタQ1，Q2により差動増幅され、さらにト
ランジスタQ6，Q7により差動増幅されてトラン
ジスタQ9のエミツタに取り出される。従つて、
この第１図の回路は、等価的に第２図Ａのように
示すことができ、アンプ２の入力端と出力端との
間にコンデンサC1が並列接続されていることに
なる。
ベースに信号（ベースバイアス電圧を含む）が供
給されると、この信号は、アンプ２においてトラ
ンジスタQ1，Q2により差動増幅され、さらにト
ランジスタQ6，Q7により差動増幅されてトラン
ジスタQ9のエミツタに取り出される。従つて、
この第１図の回路は、等価的に第２図Ａのように
示すことができ、アンプ２の入力端と出力端との
間にコンデンサC1が並列接続されていることに
なる。
そして、このようにコンデンサC1がアンプ２
に接続されていると、ミラー効果により抵抗器
R1からアンプ２側を見たときの容量Ｃは、 Ｃ＝C1A1 A1：アンプ２のの利得（A1≫１） となり、第２図Ａの回路は、さらに第２図Ｂに示
すようになる。従つて、第１図の回路は、ローパ
スフイルタとして働き、端子T2にローパス出力
が取り出される。また、このローパス出力のカツ
トオフ周波数cは、 c＝１／2πC1A1R1 ……(i) となる。
に接続されていると、ミラー効果により抵抗器
R1からアンプ２側を見たときの容量Ｃは、 Ｃ＝C1A1 A1：アンプ２のの利得（A1≫１） となり、第２図Ａの回路は、さらに第２図Ｂに示
すようになる。従つて、第１図の回路は、ローパ
スフイルタとして働き、端子T2にローパス出力
が取り出される。また、このローパス出力のカツ
トオフ周波数cは、 c＝１／2πC1A1R1 ……(i) となる。
そして、この場合、抵抗器R1の値がばらつい
ても、カツトオフ周波数cは、例えばトランジス
タQ3のコレクタ電流を変更してアンプ２の利得
A1を逆方向に変化させることにより補償できる。
すなわち、利得A1は、 A1＝R4／2R2 I8／I3 I3：トランジスタQ3のコレクタ電流 I8：トランジスタQ8のコレクタ電流 であるから、(i)式は、 c＝１／2πC1R1 2R2／R4 I3／I8 ……(ii) となる。
ても、カツトオフ周波数cは、例えばトランジス
タQ3のコレクタ電流を変更してアンプ２の利得
A1を逆方向に変化させることにより補償できる。
すなわち、利得A1は、 A1＝R4／2R2 I8／I3 I3：トランジスタQ3のコレクタ電流 I8：トランジスタQ8のコレクタ電流 であるから、(i)式は、 c＝１／2πC1R1 2R2／R4 I3／I8 ……(ii) となる。
さらに、トランジスタQ3，Q13はカレントミラ
ー回路を構成しているので、トランジスタQ3の
コレクタ電流I3はトランジスタQ13のコレクタ電
流に等しく、従つて、 I3＝VCC／R5 であり、同様に I8＝VCC／R6 であるから、カツトオフ周波数cは、(ii)式から c＝１／2πC1R1 2R2／R4 VCC／R5 R6／VCC ＝１／πC1 R2／R4 R6／R1 １／R5……(iii) となる。
ー回路を構成しているので、トランジスタQ3の
コレクタ電流I3はトランジスタQ13のコレクタ電
流に等しく、従つて、 I3＝VCC／R5 であり、同様に I8＝VCC／R6 であるから、カツトオフ周波数cは、(ii)式から c＝１／2πC1R1 2R2／R4 VCC／R5 R6／VCC ＝１／πC1 R2／R4 R6／R1 １／R5……(iii) となる。
そして、この(iii)式において、
R2／R4 R6／R1
は、IC内部の抵抗比であり、きわめて正確に決
めることができると共に、温度特性も安定であ
る。また、抵抗器R5は、ICに外付けとすること
により精度が高く、また、温度特性も安定にでき
る。従つて、このフイルタのカツトオフ周波数c
は正確にでき、ばらつきを生じることがないと共
に、温度特性も安定にできる。
めることができると共に、温度特性も安定であ
る。また、抵抗器R5は、ICに外付けとすること
により精度が高く、また、温度特性も安定にでき
る。従つて、このフイルタのカツトオフ周波数c
は正確にでき、ばらつきを生じることがないと共
に、温度特性も安定にできる。
また、コンデンサC1が小さくても、抵抗器R1
〜R6を選定することによりカツトオフ周波数cを
低くすることができる。さらに、トランジスタ
Q3のコレクタ電流を変化させることによりカツ
トオフ周波数cを広範囲にわたつて高速に変更で
き、VCFとすることができる。また、トランジ
スタQ13は他のフイルタのカレントミラー回路の
入力側と共用できる。
〜R6を選定することによりカツトオフ周波数cを
低くすることができる。さらに、トランジスタ
Q3のコレクタ電流を変化させることによりカツ
トオフ周波数cを広範囲にわたつて高速に変更で
き、VCFとすることができる。また、トランジ
スタQ13は他のフイルタのカレントミラー回路の
入力側と共用できる。
第３図の回路は、エミツタフオロワのトランジ
スタQ9を省略した場合である。なお、この第３
図の回路及び第１図の回路において、トランジス
タQ6のコレクタからローパス出力を取り出すこ
ともできる。また、第１図の回路では、トランジ
スタQ9のエミツタからローパス出力を取り出す
こともでき、あるいはトランジスタQ9のコレク
タからハイパス出力を取り出すこともできる。
スタQ9を省略した場合である。なお、この第３
図の回路及び第１図の回路において、トランジス
タQ6のコレクタからローパス出力を取り出すこ
ともできる。また、第１図の回路では、トランジ
スタQ9のエミツタからローパス出力を取り出す
こともでき、あるいはトランジスタQ9のコレク
タからハイパス出力を取り出すこともできる。
第４図の回路は、ハイパスフイルタを構成した
場合である。すなわち、この回路は等価的に第５
図Ａのように示されるので、端子T1，T2間の伝
達関数Ｈ（ω）は、 Ｈ（ω）＝Vout／Vin ＝R1／R1（１＋１／A1）＋１／jωC1A1 R1／R1＋１／jωC1A1 となり、これは、第５図Ｂに示すハイパスフイル
タの特性に等しい。従つて、この第４図の回路は
カツトオフ周波数cが、やはり(iii)式で示されるハ
イパスフイルタとして働く。
場合である。すなわち、この回路は等価的に第５
図Ａのように示されるので、端子T1，T2間の伝
達関数Ｈ（ω）は、 Ｈ（ω）＝Vout／Vin ＝R1／R1（１＋１／A1）＋１／jωC1A1 R1／R1＋１／jωC1A1 となり、これは、第５図Ｂに示すハイパスフイル
タの特性に等しい。従つて、この第４図の回路は
カツトオフ周波数cが、やはり(iii)式で示されるハ
イパスフイルタとして働く。
そして、第１図のローパスフイルタと同様、カ
ツトオフ周波数cが正確であると共に、温度特性
も安定であり、また、カツトオフ周波数cを低く
することができる。
ツトオフ周波数cが正確であると共に、温度特性
も安定であり、また、カツトオフ周波数cを低く
することができる。
なお、この回路においてもトランジスタQ9は
省略できる。また、トランジスタQ9のコレクタ
からハイパス出力を取り出すこともでき、あるい
はトランジスタQ7のコレクタまたはトランジス
タQ9のエミツタからローパス出力を取り出すこ
ともできる。
省略できる。また、トランジスタQ9のコレクタ
からハイパス出力を取り出すこともでき、あるい
はトランジスタQ7のコレクタまたはトランジス
タQ9のエミツタからローパス出力を取り出すこ
ともできる。
第６図の回路は、フイードバツク形のローパス
フイルタを構成した場合で、素子Q1〜Q8，R2〜
R4に対応する素子Q21〜Q28，R22〜R24が同様に
接続されてアンプ２２が構成されると共に、コン
デンサC21及び抵抗器R21が接続される。
フイルタを構成した場合で、素子Q1〜Q8，R2〜
R4に対応する素子Q21〜Q28，R22〜R24が同様に
接続されてアンプ２２が構成されると共に、コン
デンサC21及び抵抗器R21が接続される。
従つて、アンプ２２の利得をA2とすれば、こ
の回路は等価的に第７図に示すような構成とな
り、フイードバツク形のローパスフイルタとして
働く。
の回路は等価的に第７図に示すような構成とな
り、フイードバツク形のローパスフイルタとして
働く。
第８図の回路は、第１図のローパスフイルタと
第４図のハイパスフイルタとを一体化した場合で
あり、等価的に第９図に示すようになる。従つ
て、信号源１の信号に対してはローパスフイル
タ、信号源４の信号に対してはハイパスフイルタ
として働く。また、両信号が、互いに等しく、か
つ、逆相であれば、移相回路として働く。
第４図のハイパスフイルタとを一体化した場合で
あり、等価的に第９図に示すようになる。従つ
て、信号源１の信号に対してはローパスフイル
タ、信号源４の信号に対してはハイパスフイルタ
として働く。また、両信号が、互いに等しく、か
つ、逆相であれば、移相回路として働く。
第１０図の回路は、第８図の回路において、抵
抗器R1が抵抗器R11，R12に分割されると共に、
その接続中点に出力端子T2が接続された場合で
ある。従つて、この回路は等価的に第１１図のよ
うに示され、例えば音声多重放送の擬似ステレオ
用として好適である。
抗器R1が抵抗器R11，R12に分割されると共に、
その接続中点に出力端子T2が接続された場合で
ある。従つて、この回路は等価的に第１１図のよ
うに示され、例えば音声多重放送の擬似ステレオ
用として好適である。
第１図、第３図、第４図、第６図、第８図、第
１０図はこの発明の一例の接続図、第２図、第５
図、第７図、第９図、第１１図はその等価回路図
である。 T1は入力端子、T2は出力端子である。
１０図はこの発明の一例の接続図、第２図、第５
図、第７図、第９図、第１１図はその等価回路図
である。 T1は入力端子、T2は出力端子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 利得がA1である可変利得アンプの入力端と
出力端との間に、容量がC1であるミラー効果用
のコンデンサを接続し、上記可変利得アンプの入
力端に抵抗値がR1である抵抗器を接続してカツ
トオフ周波数cが c＝１／2πC1A1R1 であるフイルタ特性を得ると共に、上記抵抗値
R1が大きくなるときには上記利得A1が小さくな
るように、上記抵抗値R1が小さくなるときには
上記利得A1が大きくなるように、上記利得A1を
制御して上記カツトオフ周波数cの補償されたフ
イルタ出力を得るようにしたフイルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6575080A JPS56161712A (en) | 1980-05-17 | 1980-05-17 | Filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6575080A JPS56161712A (en) | 1980-05-17 | 1980-05-17 | Filter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56161712A JPS56161712A (en) | 1981-12-12 |
| JPH0114726B2 true JPH0114726B2 (ja) | 1989-03-14 |
Family
ID=13295999
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6575080A Granted JPS56161712A (en) | 1980-05-17 | 1980-05-17 | Filter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56161712A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2011118635A1 (ja) * | 2010-03-24 | 2013-07-04 | 株式会社Ihi | バーナ装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58161413A (ja) * | 1982-03-18 | 1983-09-26 | Sony Corp | 多目的フイルタ |
| JPS63221707A (ja) * | 1987-03-11 | 1988-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | カツトオフ周波数可変低域フイルタ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5514780A (en) * | 1978-07-19 | 1980-02-01 | Pioneer Electronic Corp | Active filter |
-
1980
- 1980-05-17 JP JP6575080A patent/JPS56161712A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2011118635A1 (ja) * | 2010-03-24 | 2013-07-04 | 株式会社Ihi | バーナ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56161712A (en) | 1981-12-12 |
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