JPH01222656A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH01222656A JPH01222656A JP4717088A JP4717088A JPH01222656A JP H01222656 A JPH01222656 A JP H01222656A JP 4717088 A JP4717088 A JP 4717088A JP 4717088 A JP4717088 A JP 4717088A JP H01222656 A JPH01222656 A JP H01222656A
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- transistor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、直流を断続させて別の直流を得る、いわゆる
チョッパ式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧
が高くなってもスイッチ素子のゲート・ソース間電圧を
低く押さえることのできるＤＣ−ＤＣコンバータに関す
る。
チョッパ式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧
が高くなってもスイッチ素子のゲート・ソース間電圧を
低く押さえることのできるＤＣ−ＤＣコンバータに関す
る。
この種のＤＣ−ＤＣコンハークの形状の小形化には、ス
イッチング周波数を高くして主に平滑回路のコンデンサ
を小さくする手法が用いられる。
イッチング周波数を高くして主に平滑回路のコンデンサ
を小さくする手法が用いられる。
スイッチング周波数を高くするためには、スイッチ素子
としてバイポーラトランジスタよりも絶縁ゲート型電界
効果トランジスタを用いることが望ましい。
としてバイポーラトランジスタよりも絶縁ゲート型電界
効果トランジスタを用いることが望ましい。
第２図は、スイッチ素子として絶縁ゲート型電界効果ト
ランジスタを用いた従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路
図である。
ランジスタを用いた従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路
図である。
■と３は夫々ホット側の入力ｎ１子と出力端子、２と４
は夫々コールド側の入力端子と出力端子であり、ホット
側の電源ライン６内にスイッチ素子である絶縁ゲート型
電界効果トランジスタＱ１のソース、ドレイン間を接続
してある。
は夫々コールド側の入力端子と出力端子であり、ホット
側の電源ライン６内にスイッチ素子である絶縁ゲート型
電界効果トランジスタＱ１のソース、ドレイン間を接続
してある。
トランジスタＱ１の駆動回路は、ベース間、主電流路の
一端であるエミッタ間を夫々接続してある極性の異なる
バイポーラトランジスタＱ２、Ｑ３からなり、共通接続
してあるー・−スに端子５から制？ｆｌｌ （８号を加
えることにより、トランジスタＱ１の断続が制御される
。トランジスタＱ１により断続された直流入力は、出力
側にあるチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コンデ
ンサＣ１からなる平滑回路により平滑されて降圧された
別の直流出力として出力端子３．４間に得られる。
一端であるエミッタ間を夫々接続してある極性の異なる
バイポーラトランジスタＱ２、Ｑ３からなり、共通接続
してあるー・−スに端子５から制？ｆｌｌ （８号を加
えることにより、トランジスタＱ１の断続が制御される
。トランジスタＱ１により断続された直流入力は、出力
側にあるチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コンデ
ンサＣ１からなる平滑回路により平滑されて降圧された
別の直流出力として出力端子３．４間に得られる。
ところがこのようなりＣ−ＤＣコンバータでは、端子５
にローレヘルの信号を加えてトランジスタＱｌを「オン
」させる時、そのゲートには駆動回路の片側のトランジ
スタＱ３が１オン」することによりコールド側の電源ラ
イン７が接続される。
にローレヘルの信号を加えてトランジスタＱｌを「オン
」させる時、そのゲートには駆動回路の片側のトランジ
スタＱ３が１オン」することによりコールド側の電源ラ
イン７が接続される。
そして、トランジスタＱ１のゲートとソース間には、入
力端子１．２間の直流入力の電圧がそのまま加わえられ
る。
力端子１．２間の直流入力の電圧がそのまま加わえられ
る。
従って、入力電圧が高い場合にはトランジスタＱ１のゲ
ー１〜・ソース間電圧ＶＧＳの耐圧を高くする必要があ
るが、入力電圧が変化するごとに耐圧の異なるトランジ
スタを選択することば設計時に不便である。この不便は
、トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶＣＳの耐圧の
規格値が比較的に広い間隔を隅てて設定してあり、入力
電圧がその規格値を越える場合には、はるかに耐圧の高
いトランジスタを選択せねばならなくなり、必要以上に
形状が大きくなったり、価格も高くなることが頻発する
ことに主に起因する。
ー１〜・ソース間電圧ＶＧＳの耐圧を高くする必要があ
るが、入力電圧が変化するごとに耐圧の異なるトランジ
スタを選択することば設計時に不便である。この不便は
、トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶＣＳの耐圧の
規格値が比較的に広い間隔を隅てて設定してあり、入力
電圧がその規格値を越える場合には、はるかに耐圧の高
いトランジスタを選択せねばならなくなり、必要以上に
形状が大きくなったり、価格も高くなることが頻発する
ことに主に起因する。
従って、同じ耐圧の規格値のトランジスタを可能な限り
入力電圧の高い範囲まで用い得ることが望ましい。
入力電圧の高い範囲まで用い得ることが望ましい。
本発明の目的は、平滑回路のチョークコイルに結合する
補助コイルを設け、補助コイルから得られるフライハッ
ク電圧をスイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トラ
ンジスタのゲートに加えることにより、入力電圧が高い
場合でもゲー１−、ソース間に低い電圧が加わるように
したＤＣ−ＤＣコンバータを１２４バすることにある。
補助コイルを設け、補助コイルから得られるフライハッ
ク電圧をスイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トラ
ンジスタのゲートに加えることにより、入力電圧が高い
場合でもゲー１−、ソース間に低い電圧が加わるように
したＤＣ−ＤＣコンバータを１２４バすることにある。
ｃ問題点を解決するための技術手段〕
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、ソース、ドレイン間
を直流の電源ライン内に接続する絶縁ゲート型電界効果
トランジスタにより直流入力を断続し、ざらに平滑して
直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該トラ
ンジスタのゲー１−には、ベース間、主電流路の一端を
互いに接続してある極性の異なるバイポーラ１ランジス
タからなる駆動回路の該一端を接続してあり、駆動回路
の片側のバイポーラトランジスタの主電流路の残りの−
・端には前記電源ラインの直流入力、他方のバイポーラ
トランジスタの残りの一端にはチョークコイルと結合す
る補助コイルにより得られるフライバック電圧が加えら
れることを特徴とする。
を直流の電源ライン内に接続する絶縁ゲート型電界効果
トランジスタにより直流入力を断続し、ざらに平滑して
直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該トラ
ンジスタのゲー１−には、ベース間、主電流路の一端を
互いに接続してある極性の異なるバイポーラ１ランジス
タからなる駆動回路の該一端を接続してあり、駆動回路
の片側のバイポーラトランジスタの主電流路の残りの−
・端には前記電源ラインの直流入力、他方のバイポーラ
トランジスタの残りの一端にはチョークコイルと結合す
る補助コイルにより得られるフライバック電圧が加えら
れることを特徴とする。
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例の回路図
を示す第１図を参照しながら説明する。
を示す第１図を参照しながら説明する。
なお第２図と同一部分は、同じ符号を付与してある。
ホンｉ側の電源ライン６内にスイッチ素子であるＰチャ
ンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ１のソー
ス、ドレイン間を接続してあり、トランジスタＱ１より
出力側にはチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣＩからなる平滑回路が接続する。そしてチョー
クコイルＬ１と結合する補助コイルＬ２が設けである。
ンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ１のソー
ス、ドレイン間を接続してあり、トランジスタＱ１より
出力側にはチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣＩからなる平滑回路が接続する。そしてチョー
クコイルＬ１と結合する補助コイルＬ２が設けである。
トランジスタＱ１の駆動回路はいわゆるトーテムポール
式に構成してあり、ベース間、主電流路の一端であるエ
ミッタ間を夫々接続してあるＮＰＮ型のバイポーラトラ
ンジスタＱ２とＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ３
からなる。両方のトランジスタのエミッタの接続点は、
抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のゲートに接続し、
ベースの接続点は抵抗Ｒ１を介して入力端子１に接続す
る。１−ランジスタＱ２の主電流路の他の一端であるコ
レクタは、入力端子１に接続すると共に、補助コイルＬ
２の一端に接続する。またトランジスタＱ３のコレクタ
はダイオードＤ２を介して、補助コイルＬ２の他端に接
続する。トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタ間には、コ
ンデンサＣ２が接続する。
式に構成してあり、ベース間、主電流路の一端であるエ
ミッタ間を夫々接続してあるＮＰＮ型のバイポーラトラ
ンジスタＱ２とＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ３
からなる。両方のトランジスタのエミッタの接続点は、
抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のゲートに接続し、
ベースの接続点は抵抗Ｒ１を介して入力端子１に接続す
る。１−ランジスタＱ２の主電流路の他の一端であるコ
レクタは、入力端子１に接続すると共に、補助コイルＬ
２の一端に接続する。またトランジスタＱ３のコレクタ
はダイオードＤ２を介して、補助コイルＬ２の他端に接
続する。トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタ間には、コ
ンデンサＣ２が接続する。
そしてチョークコイルＬ１と補助コイルし２間の極性は
、トランジスタＱ１が「オン」状態にあってチョークコ
イル１，１に電流が生しているＢ、＋１゜そのチョーク
コイルＬ１内に励磁エネルギーが蓄えられ、その励磁エ
ネルギーによりその「オフ」時に補助コイルＬ２にフラ
イハック電圧を生ずるようにしてある。コンデンサＣ２
はフライハック電圧を平滑し、またダイオードＤ ２
！Ｊ：その時の電流の逆流を防止する役割をする。なお
、抵抗Ｒ１、Ｒ２は電流制限用の抵抗である。
、トランジスタＱ１が「オン」状態にあってチョークコ
イル１，１に電流が生しているＢ、＋１゜そのチョーク
コイルＬ１内に励磁エネルギーが蓄えられ、その励磁エ
ネルギーによりその「オフ」時に補助コイルＬ２にフラ
イハック電圧を生ずるようにしてある。コンデンサＣ２
はフライハック電圧を平滑し、またダイオードＤ ２
！Ｊ：その時の電流の逆流を防止する役割をする。なお
、抵抗Ｒ１、Ｒ２は電流制限用の抵抗である。
このように構成された本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの
基本的な直流の変換動作は、第２図の場合と同じであり
、トランジスタＱ１により断続された直流入力が、出力
側にあるチョークコイルＬ１、ダイオ−１〜ＤＩ、コン
デンサ°Ｃ１からなる平滑回路により平滑されて降圧さ
れた別の直流出力として出力端子３．４間に得られる。
基本的な直流の変換動作は、第２図の場合と同じであり
、トランジスタＱ１により断続された直流入力が、出力
側にあるチョークコイルＬ１、ダイオ−１〜ＤＩ、コン
デンサ°Ｃ１からなる平滑回路により平滑されて降圧さ
れた別の直流出力として出力端子３．４間に得られる。
トランジスタＱ２、Ｑ３のベースに接続する端子５にロ
ーレベルの制御信号が加わり、１−ランシスタＱ３が「
オン」すると、トランジスタＱ１のゲートには補助コイ
ルＬ２のフライバック電圧が加えられて「オンｊする。
ーレベルの制御信号が加わり、１−ランシスタＱ３が「
オン」すると、トランジスタＱ１のゲートには補助コイ
ルＬ２のフライバック電圧が加えられて「オンｊする。
ところで、電源ライン６内のチョークコイルＬ１に結合
する補助コイルＬ２から得られるこのフライバック電圧
は、電源ライン６の電圧を基準としたマイナス方向の電
圧である。従って、ゲート・ソース間電圧■Ｇ３は、電
源ライン６の電圧からフライハック電圧をマイナスした
値になり、第２図の場合のように入力端子が直接加わる
よりも低い値になり、ゲート・ソース間電圧■６．の耐
圧の規格値の同じトランジスタＱ１でも大きな入力電圧
まで用い得ることになる。
する補助コイルＬ２から得られるこのフライバック電圧
は、電源ライン６の電圧を基準としたマイナス方向の電
圧である。従って、ゲート・ソース間電圧■Ｇ３は、電
源ライン６の電圧からフライハック電圧をマイナスした
値になり、第２図の場合のように入力端子が直接加わる
よりも低い値になり、ゲート・ソース間電圧■６．の耐
圧の規格値の同じトランジスタＱ１でも大きな入力電圧
まで用い得ることになる。
トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの耐圧
の規格値が２０Ｖであり、フライバック電圧を電源ライ
ン６の電圧を基準として一１５Ｖに設定してある場合を
例にとれば、入力電圧が２０Ｖの時に電圧ＶＧＳは５ｖ
である。また、入力電圧が３０Ｖの時、電圧ＶＧＳは１
５Ｖであるから、余裕を持って同し規格値のトランジス
タＱ１を用いることかできる。補助コイルＬ２のフライ
ハック電圧は、所望の値に設定できることば明らかであ
る。
の規格値が２０Ｖであり、フライバック電圧を電源ライ
ン６の電圧を基準として一１５Ｖに設定してある場合を
例にとれば、入力電圧が２０Ｖの時に電圧ＶＧＳは５ｖ
である。また、入力電圧が３０Ｖの時、電圧ＶＧＳは１
５Ｖであるから、余裕を持って同し規格値のトランジス
タＱ１を用いることかできる。補助コイルＬ２のフライ
ハック電圧は、所望の値に設定できることば明らかであ
る。
従来の第２図の場合では、入力電圧が半分の１５■の時
に電圧ＶＧＳは同じ値になり、入力電圧が３０Ｖになれ
ば到底同じ規格値の１ランジスタＱ１を用いることはで
きない。
に電圧ＶＧＳは同じ値になり、入力電圧が３０Ｖになれ
ば到底同じ規格値の１ランジスタＱ１を用いることはで
きない。
ハイレベルの制御信号が加わる時は、トランジスタＱ２
が「オン」して、トランジスタＱ１のゲー１〜には電源
ライン６の電圧が加えられて「オフ」するが、この時の
電圧ｖＧｓはほとんどＯＶであり第１図、第２図共に技
術的な問題を生じないことは言うまでもない。
が「オン」して、トランジスタＱ１のゲー１〜には電源
ライン６の電圧が加えられて「オフ」するが、この時の
電圧ｖＧｓはほとんどＯＶであり第１図、第２図共に技
術的な問題を生じないことは言うまでもない。
なお、実施例ではスイッチ素子としてＰチャンネルの絶
縁ゲート型電界効果トランジスタを用いだが、Ｎチャン
ネルのものでもよい。ただし、Ｎチャンネルのものを用
いる場合は、スイッチ素子が「オフ」時のゲート・ソー
ス間電圧Ｖ６Ｓを下げることができる。
縁ゲート型電界効果トランジスタを用いだが、Ｎチャン
ネルのものでもよい。ただし、Ｎチャンネルのものを用
いる場合は、スイッチ素子が「オフ」時のゲート・ソー
ス間電圧Ｖ６Ｓを下げることができる。
また本発明ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチ素子のソー
ス、ドレイン間が電源ライン内に接続してあればよいの
で、昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータもその範囲内に含
むものである。
ス、ドレイン間が電源ライン内に接続してあればよいの
で、昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータもその範囲内に含
むものである。
以上述べたように本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、
スイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスク
のゲートに、チョークコイルに蓄えられる励磁エネルギ
ーによるフライバック電圧が、ソース・ゲート間電圧Ｖ
ＧＳを下げるように加えられる。
スイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスク
のゲートに、チョークコイルに蓄えられる励磁エネルギ
ーによるフライバック電圧が、ソース・ゲート間電圧Ｖ
ＧＳを下げるように加えられる。
従って高い入力電圧の範囲まで、ソース・ゲート間電圧
ＶＧ３の規格値の同じ１−ランジスタを用いることがで
きる。このことは、スイッチ素子の形状の大きさ、価格
に無駄がなくなるので、小形で安価なりＣ−ＤＣコンバ
ータを得ることができる。
ＶＧ３の規格値の同じ１−ランジスタを用いることがで
きる。このことは、スイッチ素子の形状の大きさ、価格
に無駄がなくなるので、小形で安価なりＣ−ＤＣコンバ
ータを得ることができる。
また、入力電圧の範囲の広いＤＣ−ＤＣコンバータを得
ることもできる。
ることもできる。
これらの利点は補助コイルとわずかの回路素子を付設す
るだけで得られるし、さらにフライバック電圧の設定値
を変化させることにより種々の入力電圧の範囲に適用で
きるのできわめて実用的な発明である。
るだけで得られるし、さらにフライバック電圧の設定値
を変化させることにより種々の入力電圧の範囲に適用で
きるのできわめて実用的な発明である。
第１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す
回路図であり、第２図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
回路図である。 １．２：入力端子 ３．４：出力端子 Ｌ ２；補
助コイル Ｑｌ；絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
回路図であり、第２図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
回路図である。 １．２：入力端子 ３．４：出力端子 Ｌ ２；補
助コイル Ｑｌ；絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
Claims (1)
- ソース、ドレイン間を直流の電源ライン内に接続する絶
縁ゲート型電界効果トランジスタにより直流入力を断続
し、さらに平滑して直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、該トランジスタのゲートには、ベース間、
主電流路の一端を互いに接続してある極性の異なるバイ
ポーラトランジスタからなる駆動回路の該一端を接続し
てあり、駆動回路の片側のバイポーラトランジスタの主
電流路の残りの一端には前記電源ラインの直流入力、他
方のバイポーラトランジスタの残りの一端にはチョーク
コイルと結合する補助コイルにより得られるフライバッ
ク電圧が加えられることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63047170A JPH0634576B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63047170A JPH0634576B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01222656A true JPH01222656A (ja) | 1989-09-05 |
| JPH0634576B2 JPH0634576B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=12767591
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63047170A Expired - Lifetime JPH0634576B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634576B2 (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59219021A (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-10 | Hitachi Ltd | スイッチング・レギュレータ |
| JPS615902A (ja) * | 1984-06-21 | 1986-01-11 | 関東コンクリ−ト工業株式会社 | コンクリ−トブロツクの製造方法 |
| JPS6126328U (ja) * | 1984-07-20 | 1986-02-17 | 富士電機株式会社 | Ｍｏｓｆｅｔ駆動回路 |
| JPS61264700A (ja) * | 1985-05-20 | 1986-11-22 | 松下電器産業株式会社 | 電源装置 |
-
1988
- 1988-02-29 JP JP63047170A patent/JPH0634576B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59219021A (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-10 | Hitachi Ltd | スイッチング・レギュレータ |
| JPS615902A (ja) * | 1984-06-21 | 1986-01-11 | 関東コンクリ−ト工業株式会社 | コンクリ−トブロツクの製造方法 |
| JPS6126328U (ja) * | 1984-07-20 | 1986-02-17 | 富士電機株式会社 | Ｍｏｓｆｅｔ駆動回路 |
| JPS61264700A (ja) * | 1985-05-20 | 1986-11-22 | 松下電器産業株式会社 | 電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0634576B2 (ja) | 1994-05-02 |
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