JPH0634576B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH0634576B2 JPH0634576B2 JP63047170A JP4717088A JPH0634576B2 JP H0634576 B2 JPH0634576 B2 JP H0634576B2 JP 63047170 A JP63047170 A JP 63047170A JP 4717088 A JP4717088 A JP 4717088A JP H0634576 B2 JPH0634576 B2 JP H0634576B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- voltage
- converter
- input
- gate
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流を断続させて別の直流を得る、いわゆる
チョツパ式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧
が高くなってもスイッチ素子のゲート・ソース間電圧を
低く押さえることのできるＤＣ−ＤＣコンバータに関す
る。
チョツパ式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧
が高くなってもスイッチ素子のゲート・ソース間電圧を
低く押さえることのできるＤＣ−ＤＣコンバータに関す
る。
この種のＤＣ−ＤＣコンバータの形状の小形化には、ス
イッチング周波数を高くして主に平滑回路のコンデンサ
を小さくする手法が用いられる。スイッチング周波数を
高くするためには、スイッチ素子としてバイポーラトラ
ンジスタよりも絶縁ゲート型電界効果トランジスタを用
いることが望ましい。
イッチング周波数を高くして主に平滑回路のコンデンサ
を小さくする手法が用いられる。スイッチング周波数を
高くするためには、スイッチ素子としてバイポーラトラ
ンジスタよりも絶縁ゲート型電界効果トランジスタを用
いることが望ましい。
第２図は、スイッチ素子として絶縁ゲート型電界効果ト
ランジスタを用いた従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路
図である。
ランジスタを用いた従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路
図である。
１と３は夫々ホット側の入力端子と出力端子、２と４は
夫々コールド側の入力端子と出力端子であり、ホット側
の電源ライン６内にスイッチ素子である絶縁ゲート型電
界効果トランジスタＱ１のソース、ドレイン間を接続し
てある。
夫々コールド側の入力端子と出力端子であり、ホット側
の電源ライン６内にスイッチ素子である絶縁ゲート型電
界効果トランジスタＱ１のソース、ドレイン間を接続し
てある。
トランジスタＱ１の駆動回路は、ベース間、主電流路の
一端であるエミッタ間を夫々接続してある極性の異なる
バイポーラトランジスタＱ２、Ｑ３からなり、共通接続
してあるベースに端子５から制御信号を加えることによ
り、トランジスタＱ１の断続が制御される。トランジス
タＱ１により断続された直流入力は、出力側にあるチョ
ークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１から
なる平滑回路により平滑されて降圧された別の直流出力
として出力端子３、４間に得られる。
一端であるエミッタ間を夫々接続してある極性の異なる
バイポーラトランジスタＱ２、Ｑ３からなり、共通接続
してあるベースに端子５から制御信号を加えることによ
り、トランジスタＱ１の断続が制御される。トランジス
タＱ１により断続された直流入力は、出力側にあるチョ
ークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１から
なる平滑回路により平滑されて降圧された別の直流出力
として出力端子３、４間に得られる。
ところがこのようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、端子５
にローレベルの信号を加えてトランジスタＱ１を「オ
ン」させる時、そのゲートには駆動回路の片側のトラン
ジスタＱ３が「オン」することによりコールド側の電源
ライン７が接続される。そして、トランジスタＱ１のゲ
ートとソース間には、入力端子１、２間の直流入力の電
圧がそのまま加わえられる。
にローレベルの信号を加えてトランジスタＱ１を「オ
ン」させる時、そのゲートには駆動回路の片側のトラン
ジスタＱ３が「オン」することによりコールド側の電源
ライン７が接続される。そして、トランジスタＱ１のゲ
ートとソース間には、入力端子１、２間の直流入力の電
圧がそのまま加わえられる。
従って、入力電圧が高い場合にはトランジスタＱ１のゲ
ート・ソース間電圧ＶGSの耐圧を高くする必要がある
が、入力電圧が変化するごとに耐圧の異なるトランジス
タを選択することは設計時に不便である。この不便は、
トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶGSの耐圧の規格
値が比較的に広い間隔を隔てて設定してあり、入力電圧
がその規格値を越える場合には、はるかに耐圧の高いト
ランジスタを選択せねばならなくなり、必要以上に形状
が大きくなったり、価格も高くなることが頻発すること
に主に起因する。
ート・ソース間電圧ＶGSの耐圧を高くする必要がある
が、入力電圧が変化するごとに耐圧の異なるトランジス
タを選択することは設計時に不便である。この不便は、
トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶGSの耐圧の規格
値が比較的に広い間隔を隔てて設定してあり、入力電圧
がその規格値を越える場合には、はるかに耐圧の高いト
ランジスタを選択せねばならなくなり、必要以上に形状
が大きくなったり、価格も高くなることが頻発すること
に主に起因する。
従って、同じ耐圧の規格値のトランジスタを可能な限り
入力電圧の高い範囲まで用い得ることが望ましい。
入力電圧の高い範囲まで用い得ることが望ましい。
本発明の目的は、平滑回路のチョークコイルに結合する
補助コイルを設け、補助コイルから得られるフライバッ
ク電圧をスイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トラ
ンジスタのゲートに加えることにより、入力電圧が高い
場合でもゲート、ソース間に低い電圧が加わるようにし
たＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
補助コイルを設け、補助コイルから得られるフライバッ
ク電圧をスイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トラ
ンジスタのゲートに加えることにより、入力電圧が高い
場合でもゲート、ソース間に低い電圧が加わるようにし
たＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、ソース、ドレイン間
の直流の電源ライン内に接続する絶縁ゲート型電界効果
トランジスタにより直流入力を断続し、さらに平滑して
直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該トラ
ンジスタのゲートには、ベース間、主電流路の一端を互
いに接続してある極性の異なるバイポーラトランジスタ
からなる駆動回路の該一端を接続してあり、駆動回路の
片側のバイポーラトランジスタの主電流路の残りの一端
には前記電源ラインの直流入力、他方のバイポーラトラ
ンジスタの残りの一端にはチョークコイルと結合する補
助コイルにより得られるフライバック電圧が加えられる
ことを特徴とする。
の直流の電源ライン内に接続する絶縁ゲート型電界効果
トランジスタにより直流入力を断続し、さらに平滑して
直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該トラ
ンジスタのゲートには、ベース間、主電流路の一端を互
いに接続してある極性の異なるバイポーラトランジスタ
からなる駆動回路の該一端を接続してあり、駆動回路の
片側のバイポーラトランジスタの主電流路の残りの一端
には前記電源ラインの直流入力、他方のバイポーラトラ
ンジスタの残りの一端にはチョークコイルと結合する補
助コイルにより得られるフライバック電圧が加えられる
ことを特徴とする。
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例の回路図
を示す第１図を参照しながら説明する。なお第２図と同
一部分は、同じ符号を付与してある。
を示す第１図を参照しながら説明する。なお第２図と同
一部分は、同じ符号を付与してある。
ホット側の電源ライン６内にスイッチ素子であるＰチヤ
ンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ１のソー
ス、ドレイン間を接続してあり、トランジスタＱ１より
出力側にはチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣ１からなる平滑回路が接続する。そしてチョー
クコイルＬ１と結合する補助コイルＬ２が設けてある。
ンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ１のソー
ス、ドレイン間を接続してあり、トランジスタＱ１より
出力側にはチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣ１からなる平滑回路が接続する。そしてチョー
クコイルＬ１と結合する補助コイルＬ２が設けてある。
トランジスタＱ１の駆動回路はいわゆるトーテムポール
式に構成してあり、ベース間、主電流路の一端であるエ
ミッタ間を夫々接続してあるＮＰＮ型のバイポーラトラ
ンジスタＱ２とＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ３
からなる。両方のトランジスタのエミッタの接続点は、
抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のゲートに接続し、
ベースの接続点は抵抗Ｒ１を介して入力端子１に接続す
る。トランジスタＱ２の主電流路の他の一端であるコレ
クタは、入力端子１に接続すると共に、補助コイルＬ２
の一端に接続する。またトランジスタＱ３のコレクタは
ダイオードＤ２を介して、補助コイルＬ２の他端に接続
する。トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタ間には、コン
デンサＣ２が接続する。
式に構成してあり、ベース間、主電流路の一端であるエ
ミッタ間を夫々接続してあるＮＰＮ型のバイポーラトラ
ンジスタＱ２とＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ３
からなる。両方のトランジスタのエミッタの接続点は、
抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のゲートに接続し、
ベースの接続点は抵抗Ｒ１を介して入力端子１に接続す
る。トランジスタＱ２の主電流路の他の一端であるコレ
クタは、入力端子１に接続すると共に、補助コイルＬ２
の一端に接続する。またトランジスタＱ３のコレクタは
ダイオードＤ２を介して、補助コイルＬ２の他端に接続
する。トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタ間には、コン
デンサＣ２が接続する。
そしてチョークコイルＬ１と補助コイルＬ２間の極性
は、トランジスタＱ１が「オン」状態にあってチョーク
コイルＬ１に電流が生じている時、そのチョークコイル
Ｌ１内に励磁エネルギーが蓄えられ、その励磁エネルギ
ーによりその「オフ」時に補助コイルＬ２にフライバッ
ク電圧を生ずるようにしてある。コンデンサＣ２はフラ
イバック電圧を平滑し、またダイオードＤ２はその時の
電流の逆流を防止する役割をする。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ
２は電流制限用の抵抗である。
は、トランジスタＱ１が「オン」状態にあってチョーク
コイルＬ１に電流が生じている時、そのチョークコイル
Ｌ１内に励磁エネルギーが蓄えられ、その励磁エネルギ
ーによりその「オフ」時に補助コイルＬ２にフライバッ
ク電圧を生ずるようにしてある。コンデンサＣ２はフラ
イバック電圧を平滑し、またダイオードＤ２はその時の
電流の逆流を防止する役割をする。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ
２は電流制限用の抵抗である。
このように構成された本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの
基本的な直流の変換動作は、第２図の場合と同じであ
り、トランジスタＱ１により断続された直流入力が、出
力側にあるチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣ１からなる平滑回路により平滑されて降圧され
た別の直流出力として出力端子３、４間に得られる。
基本的な直流の変換動作は、第２図の場合と同じであ
り、トランジスタＱ１により断続された直流入力が、出
力側にあるチョークコイルＬ１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣ１からなる平滑回路により平滑されて降圧され
た別の直流出力として出力端子３、４間に得られる。
トランジスタＱ２、Ｑ３のベースに接続する端子５にロ
ーレベルの制御信号が加わり、トランジスタＱ３が「オ
ン」すると、トランジスタＱ１のゲートには補助コイル
Ｌ２のフライバック電圧が加えられて「オン」する。
ーレベルの制御信号が加わり、トランジスタＱ３が「オ
ン」すると、トランジスタＱ１のゲートには補助コイル
Ｌ２のフライバック電圧が加えられて「オン」する。
ところで、電源ライン６内のチョークコイルＬ１に結合
する補助コイルＬ２から得られるこのフライバック電圧
は、電源ライン６の電圧を基準としたマイナス方向の電
圧である。従って、ゲート・ソース間電圧ＶGSは、電源
ライン６の電圧からフライバック電圧をマイナスした値
になり、第２図の場合のように入力電圧が直接加わるよ
りも低い値になり、ゲート・ソース間電圧ＶGSの耐圧の
規格値の同じトランジスタＱ１でも大きな入力電圧まで
用い得ることになる。
する補助コイルＬ２から得られるこのフライバック電圧
は、電源ライン６の電圧を基準としたマイナス方向の電
圧である。従って、ゲート・ソース間電圧ＶGSは、電源
ライン６の電圧からフライバック電圧をマイナスした値
になり、第２図の場合のように入力電圧が直接加わるよ
りも低い値になり、ゲート・ソース間電圧ＶGSの耐圧の
規格値の同じトランジスタＱ１でも大きな入力電圧まで
用い得ることになる。
トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧ＶGSの耐圧の
規格値が２０Ｖであり、フライバック電圧を電源ライン
６の電圧を基準として−１５Ｖに設定してある場合を例
にとれば、入力電圧が２０Ｖの時に電圧ＶGSは５Ｖであ
る。また、入力電圧が３０Ｖの時、電圧ＶGSは１５Ｖで
あるから、余裕を持って同じ規格値のトランジスタＱ１
を用いることができる。補助コイルＬ２のフライバック
電圧は、所望の値に設定できることは明らかである。
規格値が２０Ｖであり、フライバック電圧を電源ライン
６の電圧を基準として−１５Ｖに設定してある場合を例
にとれば、入力電圧が２０Ｖの時に電圧ＶGSは５Ｖであ
る。また、入力電圧が３０Ｖの時、電圧ＶGSは１５Ｖで
あるから、余裕を持って同じ規格値のトランジスタＱ１
を用いることができる。補助コイルＬ２のフライバック
電圧は、所望の値に設定できることは明らかである。
従来の第２図の場合では、入力電圧が半分の１５Ｖの時
に電圧ＶGSは同じ値になり、入力電圧が３０Ｖになれば
到底同じ規格値のトランジスタＱ１を用いることはでき
ない。
に電圧ＶGSは同じ値になり、入力電圧が３０Ｖになれば
到底同じ規格値のトランジスタＱ１を用いることはでき
ない。
ハイレベルの制御信号が加わる時は、トランジスタＱ２
が「オン」して、トランジスタＱ１のゲートには電源ラ
イン６の電圧が加えられて「オフ」するが、この時の電
圧ＶGSはほとんど０Ｖであり、第１図、第２図共に技術
的な問題を生じないことは言うまでもない。
が「オン」して、トランジスタＱ１のゲートには電源ラ
イン６の電圧が加えられて「オフ」するが、この時の電
圧ＶGSはほとんど０Ｖであり、第１図、第２図共に技術
的な問題を生じないことは言うまでもない。
なお、実施例ではスイッチ素子としてＰチヤンネルの絶
縁ゲート型電界効果トランジスタを用いたが、Ｎチヤン
ネルのものでもよい。ただし、Ｎチヤンネルのものを用
いる場合は、スイッチ素子が「オフ」時のゲート・ソー
ス間電圧ＶGSを下げることができる。
縁ゲート型電界効果トランジスタを用いたが、Ｎチヤン
ネルのものでもよい。ただし、Ｎチヤンネルのものを用
いる場合は、スイッチ素子が「オフ」時のゲート・ソー
ス間電圧ＶGSを下げることができる。
また本発明ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチ素子のソー
ス、ドレイン間が電源ライン内に接続してあればよいの
で、昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータもその範囲内に含
むものである。
ス、ドレイン間が電源ライン内に接続してあればよいの
で、昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータもその範囲内に含
むものである。
以上述べたように本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、
スイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
のゲートに、チョークコイルに蓄えられる励磁エネルギ
ーによるフライバック電圧が、ソース・ゲート間電圧Ｖ
GSを下げるように加えられる。
スイッチ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
のゲートに、チョークコイルに蓄えられる励磁エネルギ
ーによるフライバック電圧が、ソース・ゲート間電圧Ｖ
GSを下げるように加えられる。
従って高い入力電圧の範囲まで、ソース・ゲート間電圧
ＶGSの規格値の同じトランジスタを用いることができ
る。このときは、スイッチ素子の形状の大きさ、価格に
無駄がなくなるので、小形で安価なＤＣ−ＤＣコンバー
タを得ることができる。また、入力電圧の範囲の広いＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを得ることもできる。
ＶGSの規格値の同じトランジスタを用いることができ
る。このときは、スイッチ素子の形状の大きさ、価格に
無駄がなくなるので、小形で安価なＤＣ−ＤＣコンバー
タを得ることができる。また、入力電圧の範囲の広いＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを得ることもできる。
これらの利点は補助コイルとわずかの回路素子を付設す
るだけで得られるし、さらにフイバック電圧の設定値を
変化させることにより種々の入力電圧の範囲に適用でき
るのできわめて実用的な発明である。
るだけで得られるし、さらにフイバック電圧の設定値を
変化させることにより種々の入力電圧の範囲に適用でき
るのできわめて実用的な発明である。
第１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す
回路図であり、第２図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
回路図である。 １、２：入力端子、３、４：出力端子、Ｌ２：補助コイ
ル、Ｑ１：絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
回路図であり、第２図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
回路図である。 １、２：入力端子、３、４：出力端子、Ｌ２：補助コイ
ル、Ｑ１：絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】ソース、ドレイン間を直流の電源ライン内
に接続する絶縁ゲート型電界効果トランジスタにより直
流入力を断続し、さらに平滑して直流出力を得るＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、該トランジスタのゲートに
は、ベース間、主電流路の一端を互いに接続してある極
性の異なるバイポーラトランジスタからなる駆動回路の
該一端を接続してあり、駆動回路の片側のバイポーラト
ランジスタの主電流路の残りの一端には前記電源ライン
の直流入力、他方のバイポーラトランジスタの残りの一
端にはチョークコイルと結合する補助コイルにより得ら
れるフライバック電圧が加えられることを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63047170A JPH0634576B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63047170A JPH0634576B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01222656A JPH01222656A (ja) | 1989-09-05 |
| JPH0634576B2 true JPH0634576B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=12767591
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63047170A Expired - Lifetime JPH0634576B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634576B2 (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59219021A (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-10 | Hitachi Ltd | スイッチング・レギュレータ |
| JPS615902A (ja) * | 1984-06-21 | 1986-01-11 | 関東コンクリ−ト工業株式会社 | コンクリ−トブロツクの製造方法 |
| JPS6126328U (ja) * | 1984-07-20 | 1986-02-17 | 富士電機株式会社 | Ｍｏｓｆｅｔ駆動回路 |
| JPH0646600B2 (ja) * | 1985-05-20 | 1994-06-15 | 松下電器産業株式会社 | 電源装置 |
-
1988
- 1988-02-29 JP JP63047170A patent/JPH0634576B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01222656A (ja) | 1989-09-05 |
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