JPS6349873B2 - - Google Patents
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- JPS6349873B2 JPS6349873B2 JP56115713A JP11571381A JPS6349873B2 JP S6349873 B2 JPS6349873 B2 JP S6349873B2 JP 56115713 A JP56115713 A JP 56115713A JP 11571381 A JP11571381 A JP 11571381A JP S6349873 B2 JPS6349873 B2 JP S6349873B2
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- Japan
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- circuit
- switching element
- output
- level
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導加熱調理器に関し、更に詳しくは
無負荷若しくは小物負荷等不適性負荷検知動作を
敏速化することによりスイツチング素子に過大電
流が流れるのを阻止した誘導加熱調理器に関す
る。
無負荷若しくは小物負荷等不適性負荷検知動作を
敏速化することによりスイツチング素子に過大電
流が流れるのを阻止した誘導加熱調理器に関す
る。
その種調理器における従来の不適性負荷検知方
法は負荷に供給される入力を例えば交流入力電流
を測定することにより検知し、さらにこれを整流
平滑した後積分回路を介して電圧レベルに変換し
た後、これを一定の基準レベルと比較することに
より行なうものである。駆動電源が交流を全波整
流して得た脈流であることから、かかる方法では
検知信号の積分出力が安定化するまで、約5msec
程度かかり、駆動電源である脈流電源の脈流周期
約4msecより長くなることとなる。すなわち不適
性負荷が検知され、インバータの発振が停止され
る以前に脈流電源の１波形分がインバータに加わ
ることとなり、不適性負荷加熱に伴う瞬間的な過
大電流が、脈流波形ビークにおいてスイツチング
素子に流れ、熱破損等の問題を生じる。
法は負荷に供給される入力を例えば交流入力電流
を測定することにより検知し、さらにこれを整流
平滑した後積分回路を介して電圧レベルに変換し
た後、これを一定の基準レベルと比較することに
より行なうものである。駆動電源が交流を全波整
流して得た脈流であることから、かかる方法では
検知信号の積分出力が安定化するまで、約5msec
程度かかり、駆動電源である脈流電源の脈流周期
約4msecより長くなることとなる。すなわち不適
性負荷が検知され、インバータの発振が停止され
る以前に脈流電源の１波形分がインバータに加わ
ることとなり、不適性負荷加熱に伴う瞬間的な過
大電流が、脈流波形ビークにおいてスイツチング
素子に流れ、熱破損等の問題を生じる。
本発明はこのような問題を解消するためなされ
たもので、脈流波形のピーク値が到来する時間以
前、すなわち、脈流波形の1/2周期より格段に短
い動作期間を得ることにより不適正負荷の敏速な
検知を可能とし、かつステイツチング素子に不要
な過大電流が流れるのを防止したものである。
たもので、脈流波形のピーク値が到来する時間以
前、すなわち、脈流波形の1/2周期より格段に短
い動作期間を得ることにより不適正負荷の敏速な
検知を可能とし、かつステイツチング素子に不要
な過大電流が流れるのを防止したものである。
以下図に基いて本発明実施例を詳述する。
第１図は電源部分及び高周波インバータ部分を
示し、１は交流電源、２はダイオードブリツジよ
りなる全波整流回路、３はチヨークコイル、４は
小容量のコンデンサで、チヨークコイル３ととも
にフイルタ回路を構成している。コンデンサ４は
殆んど平滑作用をもたず、その端子には、交流周
波数成分を含む脈流電圧VEが得られる。５，６
はコンデンサ４に対し、直列に接続された誘導加
熱コイル及び共振コンデンサ、７は共振コンデン
サ６に対し並列に接続された方向スイツチング素
子例えばGCSと呼ばれるゲートコントロールド
スイツチング素子、８はこのGCS７に対し逆並
列に接続されたダイオードであり、上記誘導加熱
コイル５、共振コンデンサ６、GCS７及びダイ
オード８にて高周波インバータ９が構成される。
１０は、誘導加熱コイル５上に近接載置される鉄
系金属よりなる調理鍋、（CT）は入力電流を検出
するカレントトランスである。
示し、１は交流電源、２はダイオードブリツジよ
りなる全波整流回路、３はチヨークコイル、４は
小容量のコンデンサで、チヨークコイル３ととも
にフイルタ回路を構成している。コンデンサ４は
殆んど平滑作用をもたず、その端子には、交流周
波数成分を含む脈流電圧VEが得られる。５，６
はコンデンサ４に対し、直列に接続された誘導加
熱コイル及び共振コンデンサ、７は共振コンデン
サ６に対し並列に接続された方向スイツチング素
子例えばGCSと呼ばれるゲートコントロールド
スイツチング素子、８はこのGCS７に対し逆並
列に接続されたダイオードであり、上記誘導加熱
コイル５、共振コンデンサ６、GCS７及びダイ
オード８にて高周波インバータ９が構成される。
１０は、誘導加熱コイル５上に近接載置される鉄
系金属よりなる調理鍋、（CT）は入力電流を検出
するカレントトランスである。
第２図は、高周波インバータ９の発振を制御す
る制御回路を示し、GCS７をオン・オフ駆動す
る駆動回路１１、この駆動回路１１にそれぞれオ
ンパルス及びオフパルスを与えその出力を制御す
るオンパルス発生回路１２及びオフパルス発生回
路１３、さらに不適性負荷検知回路１４を含む。
１５は交流OV付近に同期して起動信号Vstartを
出力する起動回路、FF1はオンパルス発生回路１
２及びオフパルス発生回路１３の各出力を入力す
るフリツプフロツプで、２個のナンドゲート１
７，１８よりなり、その出力にて駆動回路１１が
動作する。Q1，Q2は駆動回路１１を構成する２
個のトランジスタで、フリツプフロツプ１６から
オンパルスが出力されたとき、トランジスタQ1
が導通し、正電位信号＋VBがゲートオン信号VG
としてGCS７に加わる。一方フリツプフロツプ
FF1からオフパルスが出力されたとき、トランジ
スタQ2が導通し、負電位信号−VBがゲートオフ
信号VGとして、GCS７に加わる。
る制御回路を示し、GCS７をオン・オフ駆動す
る駆動回路１１、この駆動回路１１にそれぞれオ
ンパルス及びオフパルスを与えその出力を制御す
るオンパルス発生回路１２及びオフパルス発生回
路１３、さらに不適性負荷検知回路１４を含む。
１５は交流OV付近に同期して起動信号Vstartを
出力する起動回路、FF1はオンパルス発生回路１
２及びオフパルス発生回路１３の各出力を入力す
るフリツプフロツプで、２個のナンドゲート１
７，１８よりなり、その出力にて駆動回路１１が
動作する。Q1，Q2は駆動回路１１を構成する２
個のトランジスタで、フリツプフロツプ１６から
オンパルスが出力されたとき、トランジスタQ1
が導通し、正電位信号＋VBがゲートオン信号VG
としてGCS７に加わる。一方フリツプフロツプ
FF1からオフパルスが出力されたとき、トランジ
スタQ2が導通し、負電位信号−VBがゲートオフ
信号VGとして、GCS７に加わる。
起動回路１５より発せられた起動信号Vstart
はコンデンサC1、抵抗R1よりなる微分回路１６
を経てパルス化され、さらに反転回路１９を介し
てＬ（ロー）レベルパルスに変化され、ナンドゲ
ート１８にオンパルスとして加わる。
はコンデンサC1、抵抗R1よりなる微分回路１６
を経てパルス化され、さらに反転回路１９を介し
てＬ（ロー）レベルパルスに変化され、ナンドゲ
ート１８にオンパルスとして加わる。
オンパルス発生回路１２は、比較器２０を含
み、側基準端子には電圧VEが、側信号端子
には、ダイオード８のカソード端子電圧Vcが加
えられる。比較器２０の出力は、コンデンサC2
及び抵抗R2を経てナンドゲート２１に入力する。
このナンドゲート２１の出力は、ナンドゲート１
８に入力する。
み、側基準端子には電圧VEが、側信号端子
には、ダイオード８のカソード端子電圧Vcが加
えられる。比較器２０の出力は、コンデンサC2
及び抵抗R2を経てナンドゲート２１に入力する。
このナンドゲート２１の出力は、ナンドゲート１
８に入力する。
オフパルス発生回路１３は、２個の比較器２
２，２３を含み、一方の比較器２３の側信号端
子には、交流電流を検知するカレントトランス
（CT）からの検知信号が、整流回路２４を経て脈
流化された後入力される。また側基準端子に
は、一定電圧Vccが分圧されて加えられる。他方
の比較器２２の側基準端子には、抵抗R3，R4，
R5，R6及びコンデンサC3よりなる時定数回路２
５の出力が与えられる。この時定数回路２５に
は、比較器２３の出力が抵抗R7を介して入力さ
れ、その時定数が変えられる。またコンデンサ
C3の一端には、抵抗R8及びトランジスタQ3の直
列回路が接続され、トランジスタQ3のオン・オ
フ制御によつて、時定数回路２５に抵抗R8が付
加若しくは遮断され、その時定数が変えられる。
このトランジスタQ3は起動信号Vstartによつて
オン・オフされる。比較器２２の側信号端子に
は抵抗R9コンデンサC4よりなる時定数回路２６
の出力が加えられる。Q4はコンデンサC4に並列
接続されたトランジスタで、そのベースには、ナ
ンドゲート１７の出力が加えられる。
２，２３を含み、一方の比較器２３の側信号端
子には、交流電流を検知するカレントトランス
（CT）からの検知信号が、整流回路２４を経て脈
流化された後入力される。また側基準端子に
は、一定電圧Vccが分圧されて加えられる。他方
の比較器２２の側基準端子には、抵抗R3，R4，
R5，R6及びコンデンサC3よりなる時定数回路２
５の出力が与えられる。この時定数回路２５に
は、比較器２３の出力が抵抗R7を介して入力さ
れ、その時定数が変えられる。またコンデンサ
C3の一端には、抵抗R8及びトランジスタQ3の直
列回路が接続され、トランジスタQ3のオン・オ
フ制御によつて、時定数回路２５に抵抗R8が付
加若しくは遮断され、その時定数が変えられる。
このトランジスタQ3は起動信号Vstartによつて
オン・オフされる。比較器２２の側信号端子に
は抵抗R9コンデンサC4よりなる時定数回路２６
の出力が加えられる。Q4はコンデンサC4に並列
接続されたトランジスタで、そのベースには、ナ
ンドゲート１７の出力が加えられる。
不適性負荷検知回路１４は比較器２７を含み、
その側基準端子は、比較器２２の側基準端子
に接続され、側信号端子には抵抗R10、コンデ
ンサC5よりなる時定数回路２８の出力が加えら
れる。Q5は、この時定数回路２８に並列に接続
されたトランジスタで、そのベースに、ダイオー
ド８端子電圧VcがダイオードD1を介して加えら
れる。
その側基準端子は、比較器２２の側基準端子
に接続され、側信号端子には抵抗R10、コンデ
ンサC5よりなる時定数回路２８の出力が加えら
れる。Q5は、この時定数回路２８に並列に接続
されたトランジスタで、そのベースに、ダイオー
ド８端子電圧VcがダイオードD1を介して加えら
れる。
FF2はナンドゲート２９，３０よりなるフリツ
プフロツプで、一方のナンドゲート２９には起動
信号Vstartが、また他方のナンドゲート３０に
は、比較器２７の出力がそれぞれ入力され、ナン
ドゲート２９の出力は次段のナンドゲート２１に
入力される。３１は電源投入時フリツプフロツプ
FF1を一定の状態すなわちその出力がオフパルス
発生状態となる如く設定する初期値設定回路で、
抵抗R11及びコンデンサC6よりなる。
プフロツプで、一方のナンドゲート２９には起動
信号Vstartが、また他方のナンドゲート３０に
は、比較器２７の出力がそれぞれ入力され、ナン
ドゲート２９の出力は次段のナンドゲート２１に
入力される。３１は電源投入時フリツプフロツプ
FF1を一定の状態すなわちその出力がオフパルス
発生状態となる如く設定する初期値設定回路で、
抵抗R11及びコンデンサC6よりなる。
次に第３図及び第４図に基いて動作を説明す
る。電源投入時、初期値設定回路３１の出力によ
り、ナンドゲート１８の出力はＬレベルに設定さ
れ、駆動回路１１内のトランジスタQ2がオン、
それ故GCS７のゲートには、−VBが与えられ、
GCS７はオフ状態にある。起動信号Vstartが未
ば出力せず、Ｌレベルにあるときトランジスタ
Q3はオン状態であるから、時定数回路２５に抵
抗R8が付加されることとなり、その出力VLは Vref＝
R6R8／（R3＋R4）（R5＋R6＋R8）＋（R5＋R6）R8 Vcc（＝VL） で表わされる。続いて起動信号Vstartが出力、
すなわちＨレベルに変ると、微分回路１６を経て
Ｈレベルパルスに変換され、反転回路１９にてＬ
レベルパルスに反転され、フリツプフロツプ
（FF1）を駆動する。フリツプフロツプ（FF1）の
出力はＬからＨに変り駆動回路１１が動作し、ゲ
ート信号VGに正の信号＋VBを得、GCS７をオン
とする。これにより高周波インバータ９の発振が
開始する。一方起動信号VstartのＨレベル転換
によりトランジスタQ3は、オフとなり、時定数
回路２５から抵抗R8が取り除かれる。それ故、
この時定数回路２５の出力Vrefは、 Vref＝R6／R3＋R4＋R5＋R6Vcc（＝VH） で表わされる。前述の２種の出力Vrefの大小関
係はVH＞VLであり、起動後、徐々にその電圧レ
ベルはVLからVHへ変つていく。一方フリツプフ
ロツプ（FF1）の反転により、ナンドゲート１７
の出力はＬに変り、それ故トランジスタQ4はオ
フとなる。これにより、時定数回路２６を構成す
るコンデンサC4へ充電が開始され、比較器２２
の側信号端子の入力レベルは上昇する。この入
力レベルが、側基準端子の電圧Vrefに達した
時点で、比較器２２出力はＬに反転し、フリツプ
フロツプ（FF1）を駆動する。これよりナンドゲ
ート１８の出力はＬに変り、この信号により駆動
回路１１は、GCS７オフ信号を発する。GCS７
オフ後、電圧Vcが上昇した後下降し、この値が
OVに近ずいたとき比較器２０の出力VONがＬか
らＨへ立上り、このＨレベル信号は、次の微分回
路にてパルス化され、ナンドゲート２１の出力を
Ｌレベルに変える。これによりフリツプフロツプ
（FF1）のナンドゲート１８の出力は、Ｈに変り、
GCS７をオンさせるべく駆動回路１１を動作さ
せる。これと同時にトランジスタQ4がオンとな
つて、コンデンサC4の充電々荷は放電され、比
較器２２の側信号端子電位VRは、アースレベ
ルに下がる。このようにしてインバータ回路９は
約20ないし40KHzの発振を繰返す。
る。電源投入時、初期値設定回路３１の出力によ
り、ナンドゲート１８の出力はＬレベルに設定さ
れ、駆動回路１１内のトランジスタQ2がオン、
それ故GCS７のゲートには、−VBが与えられ、
GCS７はオフ状態にある。起動信号Vstartが未
ば出力せず、Ｌレベルにあるときトランジスタ
Q3はオン状態であるから、時定数回路２５に抵
抗R8が付加されることとなり、その出力VLは Vref＝
R6R8／（R3＋R4）（R5＋R6＋R8）＋（R5＋R6）R8 Vcc（＝VL） で表わされる。続いて起動信号Vstartが出力、
すなわちＨレベルに変ると、微分回路１６を経て
Ｈレベルパルスに変換され、反転回路１９にてＬ
レベルパルスに反転され、フリツプフロツプ
（FF1）を駆動する。フリツプフロツプ（FF1）の
出力はＬからＨに変り駆動回路１１が動作し、ゲ
ート信号VGに正の信号＋VBを得、GCS７をオン
とする。これにより高周波インバータ９の発振が
開始する。一方起動信号VstartのＨレベル転換
によりトランジスタQ3は、オフとなり、時定数
回路２５から抵抗R8が取り除かれる。それ故、
この時定数回路２５の出力Vrefは、 Vref＝R6／R3＋R4＋R5＋R6Vcc（＝VH） で表わされる。前述の２種の出力Vrefの大小関
係はVH＞VLであり、起動後、徐々にその電圧レ
ベルはVLからVHへ変つていく。一方フリツプフ
ロツプ（FF1）の反転により、ナンドゲート１７
の出力はＬに変り、それ故トランジスタQ4はオ
フとなる。これにより、時定数回路２６を構成す
るコンデンサC4へ充電が開始され、比較器２２
の側信号端子の入力レベルは上昇する。この入
力レベルが、側基準端子の電圧Vrefに達した
時点で、比較器２２出力はＬに反転し、フリツプ
フロツプ（FF1）を駆動する。これよりナンドゲ
ート１８の出力はＬに変り、この信号により駆動
回路１１は、GCS７オフ信号を発する。GCS７
オフ後、電圧Vcが上昇した後下降し、この値が
OVに近ずいたとき比較器２０の出力VONがＬか
らＨへ立上り、このＨレベル信号は、次の微分回
路にてパルス化され、ナンドゲート２１の出力を
Ｌレベルに変える。これによりフリツプフロツプ
（FF1）のナンドゲート１８の出力は、Ｈに変り、
GCS７をオンさせるべく駆動回路１１を動作さ
せる。これと同時にトランジスタQ4がオンとな
つて、コンデンサC4の充電々荷は放電され、比
較器２２の側信号端子電位VRは、アースレベ
ルに下がる。このようにしてインバータ回路９は
約20ないし40KHzの発振を繰返す。
GCS７のオン期間は、比較器２２の２入力す
なわち時定数回路２６の時定数と、Vrefの値に
よつて決まるから、起動初期におけるVref逓増
期間にあつては、このオン期間は徐々に長くなり
上記時定数後一定となる。即ち、起動初期は、低
入力から入り数10msecの後定常入力状態となる。
なわち時定数回路２６の時定数と、Vrefの値に
よつて決まるから、起動初期におけるVref逓増
期間にあつては、このオン期間は徐々に長くなり
上記時定数後一定となる。即ち、起動初期は、低
入力から入り数10msecの後定常入力状態となる。
適性負荷検知時にあつては、ダイオード８に電
流が流れる期間は短かいから、トランジスタQ5
のオフ期間はこれに依存した短い期間となる。そ
れ故トランジスタQ5のコレクタ電位は、上記短
期間のＨレベルパルスとなり、次段の時定数回路
２８出力も低いピーク値をもつこととなり、この
ピーク値は基準レベルVrefよりも低いから比較
器２７の出力はＨレベルに保持され、次段フリツ
プフロツプ（FF2）の出力もまたＨレベルに固定
される。かかる状態では、ナンドゲート２１は禁
止解除状態にあるから、高周波インバータの発振
は続行される。
流が流れる期間は短かいから、トランジスタQ5
のオフ期間はこれに依存した短い期間となる。そ
れ故トランジスタQ5のコレクタ電位は、上記短
期間のＨレベルパルスとなり、次段の時定数回路
２８出力も低いピーク値をもつこととなり、この
ピーク値は基準レベルVrefよりも低いから比較
器２７の出力はＨレベルに保持され、次段フリツ
プフロツプ（FF2）の出力もまたＨレベルに固定
される。かかる状態では、ナンドゲート２１は禁
止解除状態にあるから、高周波インバータの発振
は続行される。
他方、第５図に示すように不適性負荷例えばナ
イフ等の小物負荷が誘導加熱コイル５上に置かれ
たとすると、その等価抵抗が小さいことから、
GCS７に瞬間的に過大電流が流れる。これは、
カレントトランスCTにて検知され、比較器の
側信号端子レベルを上昇させるから比較器２３の
出力はＨからＬに変る。これにより時定数回路２
５に新たに抵抗R7が付加されこの他端側がアー
ス電位に設定されることとなり、その出力電位
Vrefは、低下する。一方この場合、ダイオード
８を流れる電流も増大し、その導通期間も長くな
るから、トランジスタQ5のオフ期間もまた増大、
したがつて時定数回路２８の積分出力電位も大き
くなる。それ故、この電位は基準電位Vrefを越
え、比較器２７出力は、ＨからＬへ転換し、フリ
ツプフロツプ（FF2）の出力をＨからＬへ反転さ
せる。これによりナンドゲート２１出力がＨに変
り次段のフリツプフロツプ（FF1）は、その出力
がＬの状態で固定される。かくして駆動回路１１
はGCS７のゲートにオフ信号を与え、高周波イ
ンバータ９の発振を停止する。
イフ等の小物負荷が誘導加熱コイル５上に置かれ
たとすると、その等価抵抗が小さいことから、
GCS７に瞬間的に過大電流が流れる。これは、
カレントトランスCTにて検知され、比較器の
側信号端子レベルを上昇させるから比較器２３の
出力はＨからＬに変る。これにより時定数回路２
５に新たに抵抗R7が付加されこの他端側がアー
ス電位に設定されることとなり、その出力電位
Vrefは、低下する。一方この場合、ダイオード
８を流れる電流も増大し、その導通期間も長くな
るから、トランジスタQ5のオフ期間もまた増大、
したがつて時定数回路２８の積分出力電位も大き
くなる。それ故、この電位は基準電位Vrefを越
え、比較器２７出力は、ＨからＬへ転換し、フリ
ツプフロツプ（FF2）の出力をＨからＬへ反転さ
せる。これによりナンドゲート２１出力がＨに変
り次段のフリツプフロツプ（FF1）は、その出力
がＬの状態で固定される。かくして駆動回路１１
はGCS７のゲートにオフ信号を与え、高周波イ
ンバータ９の発振を停止する。
このような構成において、不適性負荷検知回路
１４内の比較器２７の側基準レベルVrefは起
動初期低いレベルVLにあり、また小物負荷等不
適性負荷を検出したときも同様に低レベルとなる
から側信号端子への入力レベルが僅か上昇した
だけで、比較器２７出力に不適性負荷検知信号を
得られることとなる。また上記基準レベルVref
は入力電流に応じて変動するから、従来の如く不
適性負荷検知出力が安定化するまで待つ必要はな
く、それ故時定数回路２８の時定数を小さく設定
できる。これによりこの時定数回路２８の立上り
角度は急峻となり、基準レベルVrefへの到達時
間もまた短縮される。かかる構成にすることによ
り、不適性負荷の検知時間は約200μsec以下とす
ることができる。すなわち、交流OV付近で発振
起動がかけられ、同時に不適性負荷検知動作がは
たらいた場合、その後約200μsec後には発振は停
止されるから、発振期間内に脈流波形のピーク値
（約4msec）が到来することはなく、このピーク
値到来時発生し易い瞬間的な過大電流は阻止さ
れ、GCS７への熱的悪影響は防止される。上記
例では、小物負荷を検知した場合につき説明した
が、ステンレス鍋等入力の入り易い材質の調理鍋
を載せた場合においても、ダイオード導通期間が
増大するという前述と同様の現象が見られるか
ら、この場合も入力低下動作し、GCSに過大な
電流が流れることはない。さらにインバータの発
振起動時は、入力の低い状態から入り徐々に増加
する構成であるから、大入力が急激に入る場合に
生じ易い起動音の発生も抑止される。また、こう
したソフトスタート回路の動作によると、不適正
負荷検知回路の共同動作により、負荷への加熱入
力が低く十分加熱されないときに負荷の適、不適
が判別され、素速く安全に保護を図ることが出来
る。
１４内の比較器２７の側基準レベルVrefは起
動初期低いレベルVLにあり、また小物負荷等不
適性負荷を検出したときも同様に低レベルとなる
から側信号端子への入力レベルが僅か上昇した
だけで、比較器２７出力に不適性負荷検知信号を
得られることとなる。また上記基準レベルVref
は入力電流に応じて変動するから、従来の如く不
適性負荷検知出力が安定化するまで待つ必要はな
く、それ故時定数回路２８の時定数を小さく設定
できる。これによりこの時定数回路２８の立上り
角度は急峻となり、基準レベルVrefへの到達時
間もまた短縮される。かかる構成にすることによ
り、不適性負荷の検知時間は約200μsec以下とす
ることができる。すなわち、交流OV付近で発振
起動がかけられ、同時に不適性負荷検知動作がは
たらいた場合、その後約200μsec後には発振は停
止されるから、発振期間内に脈流波形のピーク値
（約4msec）が到来することはなく、このピーク
値到来時発生し易い瞬間的な過大電流は阻止さ
れ、GCS７への熱的悪影響は防止される。上記
例では、小物負荷を検知した場合につき説明した
が、ステンレス鍋等入力の入り易い材質の調理鍋
を載せた場合においても、ダイオード導通期間が
増大するという前述と同様の現象が見られるか
ら、この場合も入力低下動作し、GCSに過大な
電流が流れることはない。さらにインバータの発
振起動時は、入力の低い状態から入り徐々に増加
する構成であるから、大入力が急激に入る場合に
生じ易い起動音の発生も抑止される。また、こう
したソフトスタート回路の動作によると、不適正
負荷検知回路の共同動作により、負荷への加熱入
力が低く十分加熱されないときに負荷の適、不適
が判別され、素速く安全に保護を図ることが出来
る。
第１図及び第２図は、本発明実施例回路図、第
３図は動作信号波形図、第４図及び第５図は、第
３図に比し時間軸を拡大して示す動作信号波形図
である。 ９……高周波インバータ、１１……駆動回路、
１２……オンパルス発生回路、１３……オフパル
ス発生回路、１４……不適性負荷検知回路、１５
……起動回路。
３図は動作信号波形図、第４図及び第５図は、第
３図に比し時間軸を拡大して示す動作信号波形図
である。 ９……高周波インバータ、１１……駆動回路、
１２……オンパルス発生回路、１３……オフパル
ス発生回路、１４……不適性負荷検知回路、１５
……起動回路。
Claims (1)
- １ 商用交流を全波整流して得た脈流電源が供給
される誘導加熱コイル及び共振コンデンサよりな
る直列回路、上記共振コンデンサに並列接続され
た一方向スイツチング素子及び該一方向スイツチ
ング素子に逆並列に接続されたダイオードを含む
高周波インバータ、上記スイツチング素子を高周
波数にてオン・オフする駆動回路、発振起動時に
上記駆動回路で駆動されるスイツチング素子の
ON時間を徐々に増加させるソフトスタート回
路、スイツチング素子のON時間長に依存して変
化する基準電圧と上記ダイオードの導通期間に依
存して変化する比較電圧を比較して不適正負荷を
検知する不適正負荷検知手段、を有する誘導加熱
調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11571381A JPS5816493A (ja) | 1981-07-22 | 1981-07-22 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11571381A JPS5816493A (ja) | 1981-07-22 | 1981-07-22 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5816493A JPS5816493A (ja) | 1983-01-31 |
| JPS6349873B2 true JPS6349873B2 (ja) | 1988-10-06 |
Family
ID=14669335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11571381A Granted JPS5816493A (ja) | 1981-07-22 | 1981-07-22 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5816493A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6044991A (ja) * | 1983-08-19 | 1985-03-11 | 三洋電機株式会社 | 電磁誘導加熱装置 |
| US4701588A (en) * | 1984-02-09 | 1987-10-20 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Oscillation control circuit of an induction heating apparatus |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553162A (en) * | 1978-06-20 | 1980-01-10 | Sanyo Electric Co | Induction heating cooking instrument |
-
1981
- 1981-07-22 JP JP11571381A patent/JPS5816493A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5816493A (ja) | 1983-01-31 |
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