JPH0124447B2 - - Google Patents
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- JPH0124447B2 JPH0124447B2 JP14867782A JP14867782A JPH0124447B2 JP H0124447 B2 JPH0124447 B2 JP H0124447B2 JP 14867782 A JP14867782 A JP 14867782A JP 14867782 A JP14867782 A JP 14867782A JP H0124447 B2 JPH0124447 B2 JP H0124447B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 24
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
- H03G3/301—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being continuously variable
- H03G3/3015—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being continuously variable using diodes or transistors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は入力信号の急激な振幅変化に対してほ
ぼ一定の出力振幅を得る自動利得制御装置に関す
るものである。
ぼ一定の出力振幅を得る自動利得制御装置に関す
るものである。
従来例の構成とその問題点
従来例を第１図に示す。入力端子１に入つた入
力信号は抵抗１１とトランジスタ９および１０よ
り成る減衰器１４を通つて増幅器２で増幅され出
力端子３に出力信号を生じる。この出力信号の電
圧はコンパレータ５で基準電圧源４と比較され、
出力信号と基準電圧源の差に相互コンダクタンス
を掛け合せたコンパータ出力電流が発生する。出
力電流は時定数コンデンサ６および時定数抵抗７
の並列回路に印加される。時定数コンデンサ６お
よび時定数抵抗７の端子電圧はトランジスタ８で
電流変化に交換され、トランジスタ９および１０
のベース電流となる。即ち、出力信号のピーク値
が基準電圧源４の基準電圧より大きくなつたとき
は、トランジスタ９および１０のベース電流が流
れてトランジスタ９および１０のコレクタエミツ
タ間インピーダンスが低下し、減衰器１４の減衰
量が増加して入力信号が減衰され、出力信号のピ
ーク値を基準電圧にほぼ等しい振幅にもどすよう
に制御をする。
力信号は抵抗１１とトランジスタ９および１０よ
り成る減衰器１４を通つて増幅器２で増幅され出
力端子３に出力信号を生じる。この出力信号の電
圧はコンパレータ５で基準電圧源４と比較され、
出力信号と基準電圧源の差に相互コンダクタンス
を掛け合せたコンパータ出力電流が発生する。出
力電流は時定数コンデンサ６および時定数抵抗７
の並列回路に印加される。時定数コンデンサ６お
よび時定数抵抗７の端子電圧はトランジスタ８で
電流変化に交換され、トランジスタ９および１０
のベース電流となる。即ち、出力信号のピーク値
が基準電圧源４の基準電圧より大きくなつたとき
は、トランジスタ９および１０のベース電流が流
れてトランジスタ９および１０のコレクタエミツ
タ間インピーダンスが低下し、減衰器１４の減衰
量が増加して入力信号が減衰され、出力信号のピ
ーク値を基準電圧にほぼ等しい振幅にもどすよう
に制御をする。
第１図に示した従来の構成における減衰器１４
の特性を第２図に示す。ここで「ベース電流」は
トランジスタ９および１０のベースに流れる電流
である。また「減衰量」は減衰器１４で入力信号
が減衰する量である。第２図における点はベー
ス電流を零から増加して行つたときの減衰が始ま
る点を示し、ベース電流にして約0.1μAである。
またベース電流が0.1ωAになるときのトランジス
タ８のベース電圧即ち時定数コンデンサ６の端子
電圧をVTCとすると、一般的なトランジスタでは
約1Vである。即ち、トランジスタ８の動作範囲
は、VTC以上になる。
の特性を第２図に示す。ここで「ベース電流」は
トランジスタ９および１０のベースに流れる電流
である。また「減衰量」は減衰器１４で入力信号
が減衰する量である。第２図における点はベー
ス電流を零から増加して行つたときの減衰が始ま
る点を示し、ベース電流にして約0.1μAである。
またベース電流が0.1ωAになるときのトランジス
タ８のベース電圧即ち時定数コンデンサ６の端子
電圧をVTCとすると、一般的なトランジスタでは
約1Vである。即ち、トランジスタ８の動作範囲
は、VTC以上になる。
いま入力信号の振幅が基準電圧よりわずかに低
い状態から急激に大きくなつたときを考える。最
初コンパレータ５の出力電流が無い状態であるの
で時定数コンデンサ６の端子電圧は零である。出
力電圧が基準電圧を越えることにより、コンパレ
ータ出力電流が流れ時定数コンデンサ６を充電し
時定数コンデンサ６の端子電圧が上昇する。時定
数コンデンサ６の端子電圧がVTCになつたとき減
衰器１４のベース電流は第２図における点にな
り減衰器が動作を開始する。従つて出力信号の振
幅は最初入力信号と相似の変化を示しベース電流
が点になつた時から減衰を始める。
い状態から急激に大きくなつたときを考える。最
初コンパレータ５の出力電流が無い状態であるの
で時定数コンデンサ６の端子電圧は零である。出
力電圧が基準電圧を越えることにより、コンパレ
ータ出力電流が流れ時定数コンデンサ６を充電し
時定数コンデンサ６の端子電圧が上昇する。時定
数コンデンサ６の端子電圧がVTCになつたとき減
衰器１４のベース電流は第２図における点にな
り減衰器が動作を開始する。従つて出力信号の振
幅は最初入力信号と相似の変化を示しベース電流
が点になつた時から減衰を始める。
このような場合の各部の時間に対する電圧また
は電流変化を第３図に示す。図に示す様に初期の
状態を第１の領域、ベース電流が点に致るまで
を第２の領域、点以後を第３の領域とする。こ
こで第２の領域は時定数コンデンサ６への充電中
の時間であつて、出力振幅が全く制御されない状
態となり一定出力を得るという本来の目的に外れ
ると同時に出力振幅が大きいときはシステム全体
にも悪影響をおよぼす。
は電流変化を第３図に示す。図に示す様に初期の
状態を第１の領域、ベース電流が点に致るまで
を第２の領域、点以後を第３の領域とする。こ
こで第２の領域は時定数コンデンサ６への充電中
の時間であつて、出力振幅が全く制御されない状
態となり一定出力を得るという本来の目的に外れ
ると同時に出力振幅が大きいときはシステム全体
にも悪影響をおよぼす。
例えば第１図の装置をテープレコーダの自動録
音レベル調整部に使用した場合、入力信号が急激
に増大したとき第２の領域で最大録音レベルを越
えて録音がなされ、すなわち音が歪んでしまう。
また第３図に示す様に入力信号の変化があつた時
から出力信号が安定するまでのアタツク時間TA
が第２の領域の長さによつて長くなり前記音の歪
み等のシステムへの影響が長時間に渡つて持続す
るという欠点があつた。
音レベル調整部に使用した場合、入力信号が急激
に増大したとき第２の領域で最大録音レベルを越
えて録音がなされ、すなわち音が歪んでしまう。
また第３図に示す様に入力信号の変化があつた時
から出力信号が安定するまでのアタツク時間TA
が第２の領域の長さによつて長くなり前記音の歪
み等のシステムへの影響が長時間に渡つて持続す
るという欠点があつた。
発明の目的
本発明は上記従来の欠を解消するもので、制御
動作開始直後から常に制御動作が行なわれる自動
利得制御装置を提供するものである。
動作開始直後から常に制御動作が行なわれる自動
利得制御装置を提供するものである。
発明の構成
本発明は、入力信号と基準電圧とを比較するコ
ンパレータ出力が印加される時定数回路と、この
時定数回路の端子電圧に対応した電流を発生する
コンバータを、このコンバータの出力電流で制御
される減衰器とを備え、無信号時の時定数回路の
端子電圧が前記コンバータ入力バイアス電圧にほ
ぼ等しくなるように時定数回路の一端にバイアス
電圧を印加し、常に減衰器を駆動可能な状態とし
て、入力信号電圧の急上昇があつても直ちに利得
制御が働くように構成した自動利得制御装置であ
る。
ンパレータ出力が印加される時定数回路と、この
時定数回路の端子電圧に対応した電流を発生する
コンバータを、このコンバータの出力電流で制御
される減衰器とを備え、無信号時の時定数回路の
端子電圧が前記コンバータ入力バイアス電圧にほ
ぼ等しくなるように時定数回路の一端にバイアス
電圧を印加し、常に減衰器を駆動可能な状態とし
て、入力信号電圧の急上昇があつても直ちに利得
制御が働くように構成した自動利得制御装置であ
る。
実施例の説明
第４図に本発明の一実施例の構成を示す。入力
端子２０に入つた入力信号は減衰器５２を通り、
増幅器２１で増幅され結合コンデンサ２２を経て
出力端子２４で出力信号となる。また出力信号は
同時に結合コンデンサ２３を経てコンパレータ５
４に入力される。コンパレータ５４はこのベース
に前記出力信号が印加されたトランジスタ２９お
よびそのベースに基準電圧が印加されたトランジ
スタ３０の差動対の電流出力をトランジスタ３１
および３２で引算し、差電流をトランジスタ３３
のベース電流として流し込み、トランジスタ３３
のコレクタ電流をコンパレータ出力電流として出
力する。
端子２０に入つた入力信号は減衰器５２を通り、
増幅器２１で増幅され結合コンデンサ２２を経て
出力端子２４で出力信号となる。また出力信号は
同時に結合コンデンサ２３を経てコンパレータ５
４に入力される。コンパレータ５４はこのベース
に前記出力信号が印加されたトランジスタ２９お
よびそのベースに基準電圧が印加されたトランジ
スタ３０の差動対の電流出力をトランジスタ３１
および３２で引算し、差電流をトランジスタ３３
のベース電流として流し込み、トランジスタ３３
のコレクタ電流をコンパレータ出力電流として出
力する。
２８は定電流源でトランジスタ２９および３０
の差動対の動作点を決めるもので、定電圧源２７
はトランジスタ２９および３０のベースバイアス
を与える。抵抗２５はトランジスタ２９のベース
バイアス抵抗である。定電圧源２６は基準電圧で
あつて、コンデンサ２３からの出力信号と基準電
圧の差に相互コンダクタンスを掛け合わせたもの
がコンパレータ出力電流になる。
の差動対の動作点を決めるもので、定電圧源２７
はトランジスタ２９および３０のベースバイアス
を与える。抵抗２５はトランジスタ２９のベース
バイアス抵抗である。定電圧源２６は基準電圧で
あつて、コンデンサ２３からの出力信号と基準電
圧の差に相互コンダクタンスを掛け合わせたもの
がコンパレータ出力電流になる。
コンパレータ出力電流は時定数コンデンサ３４
および時定数抵抗３５に流入し、時定数コンデン
サ３４および時定数抵抗３５の端子電圧が発生す
る。時定数コンデンサ３４および時定数抵抗３５
の端子電圧はコンバータ５３に入力する。
および時定数抵抗３５に流入し、時定数コンデン
サ３４および時定数抵抗３５の端子電圧が発生す
る。時定数コンデンサ３４および時定数抵抗３５
の端子電圧はコンバータ５３に入力する。
コンバータ５３はトランジスタ３７および３
８，４０および４１，４２、定電流源３９、抵抗
４４より成る利得１の周知の増幅器である。定電
圧源４５はトランジスタ３７および３８のベース
バイアス電圧を与える。抵抗４４の両端の電圧は
時定数抵抗３５の両端の電圧に等しいため抵抗４
４に流れる電流は時定数抵抗３５の端子電圧に比
例する。即ちトランジスタ４２に流れるコレクタ
電流が時定数抵抗３５の端子間電圧に比例する。
またトランジスタ４３のコレクタ電流はトランジ
スタ４２のコレクタ電流と常に等しいのでトラン
ジスタ４３のコレクタ電流即ちコンバータ出力電
流は時定数抵抗３５の端子電圧に比例する。
８，４０および４１，４２、定電流源３９、抵抗
４４より成る利得１の周知の増幅器である。定電
圧源４５はトランジスタ３７および３８のベース
バイアス電圧を与える。抵抗４４の両端の電圧は
時定数抵抗３５の両端の電圧に等しいため抵抗４
４に流れる電流は時定数抵抗３５の端子電圧に比
例する。即ちトランジスタ４２に流れるコレクタ
電流が時定数抵抗３５の端子間電圧に比例する。
またトランジスタ４３のコレクタ電流はトランジ
スタ４２のコレクタ電流と常に等しいのでトラン
ジスタ４３のコレクタ電流即ちコンバータ出力電
流は時定数抵抗３５の端子電圧に比例する。
コンバータ出力電流は減衰器５２に入力しトラ
ンジスタ４８および４７のベース電流となり抵抗
４９との分圧で信号を減衰し出力電圧をほぼ基準
電圧２６に等しい振幅に制御する。
ンジスタ４８および４７のベース電流となり抵抗
４９との分圧で信号を減衰し出力電圧をほぼ基準
電圧２６に等しい振幅に制御する。
次に本実施例の動作を説明する。入力信号の振
幅がコンパレータ基準電圧よりわずかに低い状態
から急激に大きくなつた場合には、コンパレータ
動作は従来例と同様である。しかし、時定数コン
デンサの端子電圧は時定数抵抗３５の一端に定電
圧源４５でコンバータ入力バイアス電圧に等しい
バイアス電圧が与えられているため第３図におけ
る第１の領域においても零にならずコンバータ入
力バイアス電圧に等しい電圧となつている。更に
このバイアス電圧として減衰器５２の減衰特性に
おける点のポイントを選ぶこととすると、出力
信号の振幅が急激に大きくなつてコンパレータ出
力電流が時定数コンデンサに充電を初めると同時
に減衰器は動作を始めることが可能である。即ち
第２の領域をなくして即時に第３の領域の動作に
入ることを可能にするものである。
幅がコンパレータ基準電圧よりわずかに低い状態
から急激に大きくなつた場合には、コンパレータ
動作は従来例と同様である。しかし、時定数コン
デンサの端子電圧は時定数抵抗３５の一端に定電
圧源４５でコンバータ入力バイアス電圧に等しい
バイアス電圧が与えられているため第３図におけ
る第１の領域においても零にならずコンバータ入
力バイアス電圧に等しい電圧となつている。更に
このバイアス電圧として減衰器５２の減衰特性に
おける点のポイントを選ぶこととすると、出力
信号の振幅が急激に大きくなつてコンパレータ出
力電流が時定数コンデンサに充電を初めると同時
に減衰器は動作を始めることが可能である。即ち
第２の領域をなくして即時に第３の領域の動作に
入ることを可能にするものである。
上記の実施例の構成によれば、入力信号が急激
に変化した場合であつても制御動作が常に行なわ
れ、過大な出力信号がシステムの動作に影響を与
えることのない優れた自動利得制御動作を可能に
する。
に変化した場合であつても制御動作が常に行なわ
れ、過大な出力信号がシステムの動作に影響を与
えることのない優れた自動利得制御動作を可能に
する。
また、第５図に示す様に時定数コンデンサ３４
ａの一端に時定数抵抗３５ａと同様のバイアス電
圧を加えた場合も同様の効果を得ることができ
る。第５図における３６ａ，３７ａ，３８ａ，４
４ａ，４５ａは第４図における３６，３７，３
８，４４，４５に対応する。
ａの一端に時定数抵抗３５ａと同様のバイアス電
圧を加えた場合も同様の効果を得ることができ
る。第５図における３６ａ，３７ａ，３８ａ，４
４ａ，４５ａは第４図における３６，３７，３
８，４４，４５に対応する。
更に第４図におけるスイツチ３６又は第５図に
おけるスイツチ３６ａを制御動作時に開，待機時
に閉にすることにより常に時定数コンデンサ３４
又は３４ａの端子電圧は定電圧源４５又は４５ａ
のバイアス電圧に保たれており、待機から制御動
作に入つた直後に大きな信号入力があつたときも
第３図に示した第２の領域をなくすことが可能で
ある。
おけるスイツチ３６ａを制御動作時に開，待機時
に閉にすることにより常に時定数コンデンサ３４
又は３４ａの端子電圧は定電圧源４５又は４５ａ
のバイアス電圧に保たれており、待機から制御動
作に入つた直後に大きな信号入力があつたときも
第３図に示した第２の領域をなくすことが可能で
ある。
第６図には、上記スイツチ３６又は３６ａをト
ランジスタ５５に置きかえた実施例を示す。スイ
ツチ３６又は３６ａの開，閉動作はスイツチ５６
の開、閉動作に対応し、スイツチ５６が開のとき
はトランジスタ５５は遮断、スイツチ５６が閉の
ときは定電流源５７の電流がトランジスタ５５の
ベースに流れてトランジスタ５５は導通となる。
ここで３７ｂ，３８ｂ，４４ｂ，４５ｂ，５０
ｂ，５１ｂは第４図に３７，３８，４４，４５，
５０，５１と同じものである。
ランジスタ５５に置きかえた実施例を示す。スイ
ツチ３６又は３６ａの開，閉動作はスイツチ５６
の開、閉動作に対応し、スイツチ５６が開のとき
はトランジスタ５５は遮断、スイツチ５６が閉の
ときは定電流源５７の電流がトランジスタ５５の
ベースに流れてトランジスタ５５は導通となる。
ここで３７ｂ，３８ｂ，４４ｂ，４５ｂ，５０
ｂ，５１ｂは第４図に３７，３８，４４，４５，
５０，５１と同じものである。
更に第４図における定電圧源２６および２７の
具体回路の例を第７図に示す。第４図の定電圧源
２７に相当するのが定電圧ブロツク７４で、第４
図の定電圧源２６に相当するのが抵抗６７の端子
電圧である。まず定電圧ブロツク７４について述
べる。電源端子７２と接地端子７３に接続された
抵抗６１と抵抗６２の分割比KRで決まる直流電
圧をVBとし、増幅器６３の利得を１とし、電源
端子の電圧をVCCとすると、(1)式が成立する。
具体回路の例を第７図に示す。第４図の定電圧源
２７に相当するのが定電圧ブロツク７４で、第４
図の定電圧源２６に相当するのが抵抗６７の端子
電圧である。まず定電圧ブロツク７４について述
べる。電源端子７２と接地端子７３に接続された
抵抗６１と抵抗６２の分割比KRで決まる直流電
圧をVBとし、増幅器６３の利得を１とし、電源
端子の電圧をVCCとすると、(1)式が成立する。
VB＝KRVCC ……(1)
また増幅器６３の入力はコンデンサ６０で接地
されているため、十分に低い交流インピーダンス
をもつ。従つて利得１の増幅器６３の出力７４は
直流電圧VBで十分に低い交流インピーダンスを
有する定電圧源となり、第４図における定電圧源
２７に相当する。
されているため、十分に低い交流インピーダンス
をもつ。従つて利得１の増幅器６３の出力７４は
直流電圧VBで十分に低い交流インピーダンスを
有する定電圧源となり、第４図における定電圧源
２７に相当する。
次に定電圧源２６に相当する抵抗６７の端子電
圧は抵抗６７の抵抗値と抵抗６７に流れる電流
I67で決まる。I67は、トランジスタ６９および７
０より成る第１のカレントミラーの出力電流（ト
ランジスタ６９のコレクタ電流）とトランジスタ
６５および６６より成る第２のカレントミラーの
出力電流（トランジスタ６６のコレクタ電流）と
の差の電流である。ここで第１のカレントミラー
の出力電流は定電流源７１の電流に等しくなる。
また第２のカレントミラーの出力電流IC66は、ミ
ラー比をKB、抵抗６４の抵抗値をR64、トランジ
スタ６５のベースエミツタ間電圧をVBE65とする
と、 IC66＝KBVB−VBE65／R64 ……(2) ここで(1)式を代入すると(3)式になる。
圧は抵抗６７の抵抗値と抵抗６７に流れる電流
I67で決まる。I67は、トランジスタ６９および７
０より成る第１のカレントミラーの出力電流（ト
ランジスタ６９のコレクタ電流）とトランジスタ
６５および６６より成る第２のカレントミラーの
出力電流（トランジスタ６６のコレクタ電流）と
の差の電流である。ここで第１のカレントミラー
の出力電流は定電流源７１の電流に等しくなる。
また第２のカレントミラーの出力電流IC66は、ミ
ラー比をKB、抵抗６４の抵抗値をR64、トランジ
スタ６５のベースエミツタ間電圧をVBE65とする
と、 IC66＝KBVB−VBE65／R64 ……(2) ここで(1)式を代入すると(3)式になる。
IC66＝KB・KR・VCC−VBE65／R64
すなわちIC66はVCCに対してKB・KR／R64の傾きをも
つてリニアに変化する量であり、第１のカレント
ミラーの出力電流のVCCに対する傾きがKB・KR／R64 より小さければI67がVCCに対して負の傾きをもつ
て変化することになる。
ミラーの出力電流のVCCに対する傾きがKB・KR／R64 より小さければI67がVCCに対して負の傾きをもつ
て変化することになる。
ここでコンパレータ基準電圧（定電圧源２６の
電圧）のVCCに対する傾きの影響をみる。第４図
において、コンパレータ５４の出力電流が増加す
ると減衰器５２の制御電流が増加するため電源の
電流が増加する。一般に電源はある出力抵抗を有
しているので電流が増加すると電源電圧VCCは減
少する。すなわちコンパレータ５４の出力電流が
増加するとVCCは減少する。仮に定電圧源２６の
電圧すなわちコンパレータ基準電圧がVCCに対し
て正の傾きをもつて変化すると、コンパレータ５
４の出力電流が増加すると、コンパレータ基準電
圧が下がることになり、コンパレータ基準電圧が
下がることによつてよりコンパレータ５４の出力
電流が増加する正帰還動作をおこす。この正帰還
動作は入力信号が変動したときの出力信号の変化
を急激な変化にしてしまう。
電圧）のVCCに対する傾きの影響をみる。第４図
において、コンパレータ５４の出力電流が増加す
ると減衰器５２の制御電流が増加するため電源の
電流が増加する。一般に電源はある出力抵抗を有
しているので電流が増加すると電源電圧VCCは減
少する。すなわちコンパレータ５４の出力電流が
増加するとVCCは減少する。仮に定電圧源２６の
電圧すなわちコンパレータ基準電圧がVCCに対し
て正の傾きをもつて変化すると、コンパレータ５
４の出力電流が増加すると、コンパレータ基準電
圧が下がることになり、コンパレータ基準電圧が
下がることによつてよりコンパレータ５４の出力
電流が増加する正帰還動作をおこす。この正帰還
動作は入力信号が変動したときの出力信号の変化
を急激な変化にしてしまう。
この様にコンパレータ基準電圧はVCC対して負
の傾きをもつ必要があり、第７図の回路はこれを
満足するものである。第７図の２５ｃ，２９ｃ，
３０ｃは第４図における２５，２９，３０と同じ
ものである。
の傾きをもつ必要があり、第７図の回路はこれを
満足するものである。第７図の２５ｃ，２９ｃ，
３０ｃは第４図における２５，２９，３０と同じ
ものである。
更に第８図に、第４図における定電圧源４５の
具体回路を示す。本回路はトランジスタ８２のベ
ースエミツタ間電圧VBE82に対して抵抗８０の値
R80と抵抗８１の値R81の比を掛け合わせたもの
VBE82（１＋R80／R81）の電圧をトランジスタ８２のコ レクタに発生し、第４図における定電圧源４５の
機能をもつものである。第８図の３５ｄ，３６
ｄ，４４ｄは第４図の３５，３６，４４と同じも
のである。
具体回路を示す。本回路はトランジスタ８２のベ
ースエミツタ間電圧VBE82に対して抵抗８０の値
R80と抵抗８１の値R81の比を掛け合わせたもの
VBE82（１＋R80／R81）の電圧をトランジスタ８２のコ レクタに発生し、第４図における定電圧源４５の
機能をもつものである。第８図の３５ｄ，３６
ｄ，４４ｄは第４図の３５，３６，４４と同じも
のである。
発明の効果
以上の様に本発明によれば、信号入力の振幅が
変化する過渡状態や、制御動作開始直後において
も常に利得制御がかかるとともに、電源の出力抵
抗が上昇しても正帰還による異常な動作を起こさ
ない優れた構成を有するものである。したがつて
例えば本発明をテープレコーダの自動録音レベル
調整部に使用することにより、瞬間的に大きな信
号が入つた時でも歪みなく録音再生可能となる。
さらに時定数回路の両端をシヨートしておくこと
により、待機状態から自動利得制御可能状態に切
換えたとき同時に大入力があつた時にも直ちに利
得制御ができる優れた自動利得制御装置を提供で
きるものである。
変化する過渡状態や、制御動作開始直後において
も常に利得制御がかかるとともに、電源の出力抵
抗が上昇しても正帰還による異常な動作を起こさ
ない優れた構成を有するものである。したがつて
例えば本発明をテープレコーダの自動録音レベル
調整部に使用することにより、瞬間的に大きな信
号が入つた時でも歪みなく録音再生可能となる。
さらに時定数回路の両端をシヨートしておくこと
により、待機状態から自動利得制御可能状態に切
換えたとき同時に大入力があつた時にも直ちに利
得制御ができる優れた自動利得制御装置を提供で
きるものである。
第１図は従来の自動利得制御装置の構成図、第
２図は減衰器の特性線図、第３図ア〜エは従来例
の各部の時間とレベル変化の関係を示す波形図、
第４図は本発明の一実施例を示す回路図、第５
図、第６図は本発明の他の実施例を示す要部構成
図、第７図、第８図は第４図中の要部の具体構成
図である。 ２１……増幅器、２４……出力端子、２６……
基準電圧、３４……時定数コンデンサ、３５……
時定数抵抗、３６……スイツチ、５２……減衰
器、５３……コンバータ、５４……コンパレー
タ。
２図は減衰器の特性線図、第３図ア〜エは従来例
の各部の時間とレベル変化の関係を示す波形図、
第４図は本発明の一実施例を示す回路図、第５
図、第６図は本発明の他の実施例を示す要部構成
図、第７図、第８図は第４図中の要部の具体構成
図である。 ２１……増幅器、２４……出力端子、２６……
基準電圧、３４……時定数コンデンサ、３５……
時定数抵抗、３６……スイツチ、５２……減衰
器、５３……コンバータ、５４……コンパレー
タ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 基準電圧と出力信号を比較しコンパレータ出
力電流を発生するコンパレータと、コンパレータ
出力電流で駆動され出力信号の急激な変化に対す
る応答時間を決定する時定数コンデンサおよび時
定数抵抗と、この時定数コンデンサおよび時定数
抵抗の端子電圧に対応したコンバータ出力電流を
発生するコンバータと、コンバータ出力電流で駆
動される減衰器を備え、無信号時の時定数コンデ
ンサおよび時定数抵抗の端子電圧が前記コンバー
タの入力バイアス電圧に略々等しくなる様に時定
数コンデンサ又は時定数抵抗の一端にバイアス電
圧を与えたことを特徴とする自動利得制御装置。 ２ 時定数抵抗の両端をシヨートすることによ
り、自動利得制御動作の待機状態となすことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動利得制
御装置。 ３ コンパレータの基準電圧源の電圧が電源電圧
に対して負の傾きをもつことを特徴とする特許請
求の範囲第１項または第２項記載の自動利得制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57148677A JPS5937718A (ja) | 1982-08-26 | 1982-08-26 | 自動利得制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57148677A JPS5937718A (ja) | 1982-08-26 | 1982-08-26 | 自動利得制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5937718A JPS5937718A (ja) | 1984-03-01 |
| JPH0124447B2 true JPH0124447B2 (ja) | 1989-05-11 |
Family
ID=15458139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57148677A Granted JPS5937718A (ja) | 1982-08-26 | 1982-08-26 | 自動利得制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5937718A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0771746B2 (ja) * | 1985-07-05 | 1995-08-02 | 日産自動車株式会社 | 溶接装置 |
| US4780931A (en) * | 1987-02-13 | 1988-11-01 | Marlen Research Corporation | Feeding device for patty forming machine |
-
1982
- 1982-08-26 JP JP57148677A patent/JPS5937718A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5937718A (ja) | 1984-03-01 |
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