JPH01252197A - ブラシレスモータの転流検出回路 - Google Patents
ブラシレスモータの転流検出回路Info
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- JPH01252197A JPH01252197A JP63079359A JP7935988A JPH01252197A JP H01252197 A JPH01252197 A JP H01252197A JP 63079359 A JP63079359 A JP 63079359A JP 7935988 A JP7935988 A JP 7935988A JP H01252197 A JPH01252197 A JP H01252197A
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- Japan
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- transistor
- transistors
- current
- motor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
この発明はオーディオ機器やＶＴＲ等に用いられる位置
検出素子を備えないブラシレスモータの転流検出回路に
関する。
検出素子を備えないブラシレスモータの転流検出回路に
関する。
（従来の技術）
ホール素子等の位置検出センサを持たないセンサレス方
式のブラシレスモータの回転子の位置検出および起動、
いわゆる転流に関するものとしては、例えば特開昭５８
−１７２９９４号公報において提案されている。以下節
４および第５図においてこの従来例について説明する。
式のブラシレスモータの回転子の位置検出および起動、
いわゆる転流に関するものとしては、例えば特開昭５８
−１７２９９４号公報において提案されている。以下節
４および第５図においてこの従来例について説明する。
第４図の（ａ）はＵ、、ｖＳＷ相を有する３相のブラシ
レスモータのそれぞれの誘起電圧ＥＬ１１Ｅ ＳＥ
を示したものである。誘起電圧Ｅ ｖ −■ｖ Ｅ ＳＥ は各々１２０ ”の電気角を有しており
、■ｗ 誘起電圧は３相交流電圧に酷似したものとなる。
レスモータのそれぞれの誘起電圧ＥＬ１１Ｅ ＳＥ
を示したものである。誘起電圧Ｅ ｖ −■ｖ Ｅ ＳＥ は各々１２０ ”の電気角を有しており
、■ｗ 誘起電圧は３相交流電圧に酷似したものとなる。
３相モータとしての理想的な転流点は各相の誘起電圧が
交わった点であり、ＮＰＮ形のパワートランジスタを用
いて駆動したことを考えれば、第４図の（ｂ）に示すＵ
、Ｖ、Ｗ相の基準電圧ｖ８のマイナス側での交点のタイ
ミングとなる。
交わった点であり、ＮＰＮ形のパワートランジスタを用
いて駆動したことを考えれば、第４図の（ｂ）に示すＵ
、Ｖ、Ｗ相の基準電圧ｖ８のマイナス側での交点のタイ
ミングとなる。
センサレスのブラシレスモータでは転流のタイミングを
モータの巻線に発生する誘起電圧の位相関係を利用して
決定している。基本的には１２０ ’位相の異なるほぼ
正弦波が存在するため、それぞれの誘起電圧で適当な混
合比で合成すれば、任意の位相の正弦波が得られ、その
正弦波電圧をコンパレータで識別すれば転流信号を得る
ことができる。
モータの巻線に発生する誘起電圧の位相関係を利用して
決定している。基本的には１２０ ’位相の異なるほぼ
正弦波が存在するため、それぞれの誘起電圧で適当な混
合比で合成すれば、任意の位相の正弦波が得られ、その
正弦波電圧をコンパレータで識別すれば転流信号を得る
ことができる。
誘起電圧が正弦波の場合は、上記の混合比を２対１とし
た理想の転流タイミングが得られる。このタイミングは
ＯＦＦしている２相を使用していることから通電による
タイミングのずれは生じないものである すなわち、 ＥＵ＋１／２ Ｅｖ≦Ｏのとき Ｕ相０Ｎ（Ｗ相強制ＯＦＦ ） Ｅ ｖ ＋ １／２ Ｅ ＶＳ２のときＶ相０Ｎ（Ｕ相
強制ＯＦＦ ） Ｅ、 ＋１／２ ＥＵ≦０のとき Ｗ相０Ｎ（Ｖ相強制ＯＦＦ ） ・・・ （１） となる。・以上はＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順番にＯＮする回
転方向とし、これを順方向とした場合である。
た理想の転流タイミングが得られる。このタイミングは
ＯＦＦしている２相を使用していることから通電による
タイミングのずれは生じないものである すなわち、 ＥＵ＋１／２ Ｅｖ≦Ｏのとき Ｕ相０Ｎ（Ｗ相強制ＯＦＦ ） Ｅ ｖ ＋ １／２ Ｅ ＶＳ２のときＶ相０Ｎ（Ｕ相
強制ＯＦＦ ） Ｅ、 ＋１／２ ＥＵ≦０のとき Ｗ相０Ｎ（Ｖ相強制ＯＦＦ ） ・・・ （１） となる。・以上はＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順番にＯＮする回
転方向とし、これを順方向とした場合である。
逆方向回転は次のタイミングで可能となる。すなわち、
ＥＵ＋１／２ Ｅ、≦０のとき
Ｕ相０Ｎ（Ｖ相強制ＯＦＦ ）
Ｅ■＋１１２ＥＵ≦０のとき
Ｖ相０Ｎ（Ｗ相強制ＯＦＦ ）
Ｅ、＋１／２ Ｅｖ≦０のとき
Ｗ相０Ｎ（Ｕ相強制ＯＦＦ ＞
・・・（２）
以上はＵ相−Ｗ相−Ｖ相の順にＯＮする逆の回転方向と
なる。
なる。
正転、逆転双方に通用する転添タイミングを得るには上
記（１）、（２）の関係式から判るように次式を満足す
ればよい。
記（１）、（２）の関係式から判るように次式を満足す
ればよい。
Ｅ ＋ｌ／２ （Ｅ 、 Ｈの何れか大きい方の
値）Ｕ ｖ Ｖ ≦０のとき Ｕ相ＯＮ Ｅ ＋１．／２ （Ｅ ＳＥｗの何れか大きい方
の値）■Ｕ ≦０のとき Ｖ相ＯＮ Ｅ ＋１／２ （Ｅ 、 ＥＵの何れか大きい方
の値）ｖ■ ≦０のとき Ｗ相ＯＮ ・・・（３） この関係を回路で実現するには第５図に示すようにダイ
オードをＤ１〜Ｄ６ものが前記公報において知られてい
る。図中、抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２はＲ１：Ｒ２−２：１の関
係に設定しである。
値）Ｕ ｖ Ｖ ≦０のとき Ｕ相ＯＮ Ｅ ＋１．／２ （Ｅ ＳＥｗの何れか大きい方
の値）■Ｕ ≦０のとき Ｖ相ＯＮ Ｅ ＋１／２ （Ｅ 、 ＥＵの何れか大きい方
の値）ｖ■ ≦０のとき Ｗ相ＯＮ ・・・（３） この関係を回路で実現するには第５図に示すようにダイ
オードをＤ１〜Ｄ６ものが前記公報において知られてい
る。図中、抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２はＲ１：Ｒ２−２：１の関
係に設定しである。
上記したブラシレスモータの転流検出回路は３相誘起電
圧を合成するためダイオードを用いていたため、この部
分での電圧ロスがあり、低電圧動作、特に１．５■動作
（乾電池１本）するものには不向きであった。
圧を合成するためダイオードを用いていたため、この部
分での電圧ロスがあり、低電圧動作、特に１．５■動作
（乾電池１本）するものには不向きであった。
（発明が解決しようとする課題）
上記した従来のブラシレスモータの転流検出回路は低電
圧動作に不向きであった。
圧動作に不向きであった。
そこでこの発明は上記不具合点を除去し、低電圧動作に
好適なブラシレスモータの転流検出回路を得ることを目
的とするものである。
好適なブラシレスモータの転流検出回路を得ることを目
的とするものである。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
この発明のブラシレスモータの転流検出回路は、電源と
接地間に直列接続のモータ巻線および駆動用トランジス
タをＮ個有し、これらのモータ巻線とトランジスタの接
続点を２組の抵抗を順次介してループ状に接続して第１
、第２の抵抗回路網を作り上げている。第１の抵抗回路
網はループを特定方向にたどったときに特定比１：Ｋに
より合成する出力をＮ個有している。第２の抵抗回路網
はループを特定方向にたどったときに特定比に：１によ
り合成する出力をＮ個有している。そこで前記電源の電
位とほぼ等しい電位で極性を判定するためのＮ個のコン
パレータは対応する前記第１、第２の抵抗回路網の出力
を電源電位と比較したのち、論理積をとって該論理積出
力により、前記駆動用トランジスタを制御してなるもの
である。
接地間に直列接続のモータ巻線および駆動用トランジス
タをＮ個有し、これらのモータ巻線とトランジスタの接
続点を２組の抵抗を順次介してループ状に接続して第１
、第２の抵抗回路網を作り上げている。第１の抵抗回路
網はループを特定方向にたどったときに特定比１：Ｋに
より合成する出力をＮ個有している。第２の抵抗回路網
はループを特定方向にたどったときに特定比に：１によ
り合成する出力をＮ個有している。そこで前記電源の電
位とほぼ等しい電位で極性を判定するためのＮ個のコン
パレータは対応する前記第１、第２の抵抗回路網の出力
を電源電位と比較したのち、論理積をとって該論理積出
力により、前記駆動用トランジスタを制御してなるもの
である。
（作 用）
上記した手段により、駆動用トランジスタのエミッタ電
極にて誘起電圧を電流レベルで合成して転流の検出手段
としているためロス電圧がなく低電圧まで充分な動作が
可能となる。
極にて誘起電圧を電流レベルで合成して転流の検出手段
としているためロス電圧がなく低電圧まで充分な動作が
可能となる。
（実施例）
以下この実施例の一実施例につき図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
まず第１図においてこの発明の原理について説明する。
第１図（ａ）に示すｅｌ、Ｑ２はそれぞれ独立した電圧
源、Ｒ＋ 、Ｒ２は抵抗であってその値はＲ，：Ｒ２−
２： １の関係に設定する。この条件においてＰ点に
現れる電圧ＶはＰ点が開放のときは（ｅ１＋ ２ｅ；＋
）／３となる。 また抵抗Ｒ，、Ｒ２の並列抵抗値をＲ
とすると、Ｒ−（Ｒ＋ ＋Ｒ２）／Ｒ＋ 争Ｒ２となる
。従って、鳳テブナンの定理により第１図（ａ）は、第
１図（ｂ）に示すような等価回路に置き換えることがで
きる。これはＰ点において、接地電位で電流を検出すれ
ば、電圧源ｅ１、Ｑ２の合成電圧ｅｌ＋２ｅ２に比例し
た電流が得られることがわかる。
源、Ｒ＋ 、Ｒ２は抵抗であってその値はＲ，：Ｒ２−
２： １の関係に設定する。この条件においてＰ点に
現れる電圧ＶはＰ点が開放のときは（ｅ１＋ ２ｅ；＋
）／３となる。 また抵抗Ｒ，、Ｒ２の並列抵抗値をＲ
とすると、Ｒ−（Ｒ＋ ＋Ｒ２）／Ｒ＋ 争Ｒ２となる
。従って、鳳テブナンの定理により第１図（ａ）は、第
１図（ｂ）に示すような等価回路に置き換えることがで
きる。これはＰ点において、接地電位で電流を検出すれ
ば、電圧源ｅ１、Ｑ２の合成電圧ｅｌ＋２ｅ２に比例し
た電流が得られることがわかる。
またそこでの電流極性を判定すれば前記合成電圧ｅ１÷
２ｅ２の正、負を判定することができる。
２ｅ２の正、負を判定することができる。
電圧ｅ１、Ｑ２としてモータの誘起電圧を考えれば前述
の関係式（１）に相当する転流タイミングが得られるこ
とになる。
の関係式（１）に相当する転流タイミングが得られるこ
とになる。
次に、第２図を用いてこの発明の一実施例を説明する。
第２図において、Ｌ １ＬｖＳＬνはそれぞれ１２０°
の電気角を有した３相のモータ巻線である。モータ巻線
り、Ｌｖ、Ｌ、それぞれは一方を電源Ｖ８に接続し、他
方をエミッタ接地した駆動用ＮＰＮ形のトランジスタＱ
１、Ｑ２、Ｑ３のコレクタに接続する。モータ巻線ＬＵ
１Ｌ 、Ｌ のそれぞれ接続したトランジスタＱ１
ｗ 〜Ｑ３のコレクタの接続点間に抵抗ＲＩ 、Ｒ２を介挿
し抵抗回路網ＲＡと、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介挿した抵抗回
路網ＲＢを接続している。ここで抵抗Ｒ，、Ｒ２は第１
図の抵抗Ｒ１、Ｒ２に相当し１、その比も同じ（Ｒ，：
Ｒ２−２： １とする。ベースおよびコレクタを共通
接続した電流コンパレータ用のＰＮＰ ）ランジスタＱ
４、Ｑ５のうちトランジスタＱ４のエミッタはモータ巻
線Ｌ ＳＬＵ間の抵抗Ｒ，、Ｒ２の接続点に、トランジ
スタＱ５のエミッタはモータ巻線Ｌ 、Ｌ 間の抵
抗ｖ Ｒ２、Ｒ，の接続点に接続する。同様にトランジスタＱ
４、Ｑ５のベースに各ベースを共通接続し、コレクタを
共通接続した電流コンパレータ用のＰＮＰトランジスタ
Ｑ６、Ｑ７のトランジスタＱ５のエミッタはモータ巻線
Ｌ ＳＬ 間の抵抗Ｒ１、Ｕ■ Ｒ２の接続点に、トランジスタＱ７のエミッタはモータ
巻線Ｌ ＳＬ 間の抵抗Ｒ２、Ｒ，の接続Ｎ 点に接続する。さらにトランジスタＱ６、Ｑ７のベース
に各ベースを共通接続し、コレクタを共通接続した電流
コンパレータ用のＰＮＰトランジスタＱａ Ｑ、のトラ
ンジスタＱ８のエミッタはモータ巻線Ｌ ＳＬ 間
の抵抗Ｒ，、Ｒ２の接続点に、ｖ トランジスタＱ のエミッタはモータ巻線Ｌｗ、Ｌｕ間
の抵抗Ｒ２、Ｒ１の接続点に接続する。トランジスタＱ
１〜Ｑ３のベースにはそれぞれ電流源ＩＩ、１２．１３
から電流を供給している。
の電気角を有した３相のモータ巻線である。モータ巻線
り、Ｌｖ、Ｌ、それぞれは一方を電源Ｖ８に接続し、他
方をエミッタ接地した駆動用ＮＰＮ形のトランジスタＱ
１、Ｑ２、Ｑ３のコレクタに接続する。モータ巻線ＬＵ
１Ｌ 、Ｌ のそれぞれ接続したトランジスタＱ１
ｗ 〜Ｑ３のコレクタの接続点間に抵抗ＲＩ 、Ｒ２を介挿
し抵抗回路網ＲＡと、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介挿した抵抗回
路網ＲＢを接続している。ここで抵抗Ｒ，、Ｒ２は第１
図の抵抗Ｒ１、Ｒ２に相当し１、その比も同じ（Ｒ，：
Ｒ２−２： １とする。ベースおよびコレクタを共通
接続した電流コンパレータ用のＰＮＰ ）ランジスタＱ
４、Ｑ５のうちトランジスタＱ４のエミッタはモータ巻
線Ｌ ＳＬＵ間の抵抗Ｒ，、Ｒ２の接続点に、トランジ
スタＱ５のエミッタはモータ巻線Ｌ 、Ｌ 間の抵
抗ｖ Ｒ２、Ｒ，の接続点に接続する。同様にトランジスタＱ
４、Ｑ５のベースに各ベースを共通接続し、コレクタを
共通接続した電流コンパレータ用のＰＮＰトランジスタ
Ｑ６、Ｑ７のトランジスタＱ５のエミッタはモータ巻線
Ｌ ＳＬ 間の抵抗Ｒ１、Ｕ■ Ｒ２の接続点に、トランジスタＱ７のエミッタはモータ
巻線Ｌ ＳＬ 間の抵抗Ｒ２、Ｒ，の接続Ｎ 点に接続する。さらにトランジスタＱ６、Ｑ７のベース
に各ベースを共通接続し、コレクタを共通接続した電流
コンパレータ用のＰＮＰトランジスタＱａ Ｑ、のトラ
ンジスタＱ８のエミッタはモータ巻線Ｌ ＳＬ 間
の抵抗Ｒ，、Ｒ２の接続点に、ｖ トランジスタＱ のエミッタはモータ巻線Ｌｗ、Ｌｕ間
の抵抗Ｒ２、Ｒ１の接続点に接続する。トランジスタＱ
１〜Ｑ３のベースにはそれぞれ電流源ＩＩ、１２．１３
から電流を供給している。
トランジスタＱ４、Ｑ５の各コレクタはエミッタを接地
し、コレクタをトランジスタＱ１のベースに接続したＮ
ＰＮトランジスタＱ のベースに接続する。トランジス
タＱ６、Ｑ７の各コレクタはエミッタを接地し、コレク
タをトランジスタＱ２のベースに接続したＮＰＮトラン
ジスタＱのベースに接続する。さらにトランジスタＱ８
、Ｑ９の各コレクタはエミッタを接地し、コレクタをト
ランジスタＱ３のベースに接続したＮＰＮトランジスタ
Ｑ、２のベースに接続する。ＰＮＰ トランジスタＱ１
３のエミッタは電源Ｖｓに接続し、共通接続したベース
、コレクタは電流源Ｉ４を介して接地する。ダイオード
接続のトランジスタＱ＋３のベースはトランジスタＱ４
〜Ｑ、のベースに接続する。
し、コレクタをトランジスタＱ１のベースに接続したＮ
ＰＮトランジスタＱ のベースに接続する。トランジス
タＱ６、Ｑ７の各コレクタはエミッタを接地し、コレク
タをトランジスタＱ２のベースに接続したＮＰＮトラン
ジスタＱのベースに接続する。さらにトランジスタＱ８
、Ｑ９の各コレクタはエミッタを接地し、コレクタをト
ランジスタＱ３のベースに接続したＮＰＮトランジスタ
Ｑ、２のベースに接続する。ＰＮＰ トランジスタＱ１
３のエミッタは電源Ｖｓに接続し、共通接続したベース
、コレクタは電流源Ｉ４を介して接地する。ダイオード
接続のトランジスタＱ＋３のベースはトランジスタＱ４
〜Ｑ、のベースに接続する。
このような構成において、マグネットロータの回転に伴
なってモータ巻線Ｌ ＳＬ ＳＬ に誘Ｕ ｖ
ｖ 起する電圧をそれぞれＥ ＳＥ 、Ｅ とする。
なってモータ巻線Ｌ ＳＬ ＳＬ に誘Ｕ ｖ
ｖ 起する電圧をそれぞれＥ ＳＥ 、Ｅ とする。
ＶＷ
ここでダイオード接続のトランジスタＱ１３は電流Ｋ
Ｉ ４からバイアス電流を供給しており、そのベース、
コレクタ電極はコンパレータ用のトランジスタＱ４〜Ｑ
９のベースにそれぞれ接続されているためトランジスタ
Ｑ４〜Ｑｓのエミッタ電位はほぼ電源Ｖ なる電位でレ
ベル判定する機能を持つことになる。Ｗ相のトランジス
タＱ９が電源Ｖ の電位以下、つまりＷ相のトランジス
タＱ９がカットオフする条件は（２Ｅ ＋ Ｅ Ｕ）
／３−２／３ ・（Ｅ、＋Ｅ、／２）≦０ ・・・ （４） となり、同様にＷ相のトランジスタＱ８がカットオフす
る条件は （２Ｅ ＋ Ｅ ）／３−２／３ ・ （Ｅ
＋Ｅ■／２）５０ｗ ｖ ｗ ・・・（５） となる。トランジスタＱａ、Ｑｓのコレクタは共通であ
ることから、論理的にはトランジスタＱ８、Ｑ９のカッ
トオフに関してトランジスタＱ８、Ｑ９の双方がカット
オフになったときのみ電流が零になるワイヤードアンド
回路となっている。
Ｉ ４からバイアス電流を供給しており、そのベース、
コレクタ電極はコンパレータ用のトランジスタＱ４〜Ｑ
９のベースにそれぞれ接続されているためトランジスタ
Ｑ４〜Ｑｓのエミッタ電位はほぼ電源Ｖ なる電位でレ
ベル判定する機能を持つことになる。Ｗ相のトランジス
タＱ９が電源Ｖ の電位以下、つまりＷ相のトランジス
タＱ９がカットオフする条件は（２Ｅ ＋ Ｅ Ｕ）
／３−２／３ ・（Ｅ、＋Ｅ、／２）≦０ ・・・ （４） となり、同様にＷ相のトランジスタＱ８がカットオフす
る条件は （２Ｅ ＋ Ｅ ）／３−２／３ ・ （Ｅ
＋Ｅ■／２）５０ｗ ｖ ｗ ・・・（５） となる。トランジスタＱａ、Ｑｓのコレクタは共通であ
ることから、論理的にはトランジスタＱ８、Ｑ９のカッ
トオフに関してトランジスタＱ８、Ｑ９の双方がカット
オフになったときのみ電流が零になるワイヤードアンド
回路となっている。
これは前述の関係式（１）〜（３）を参照すれば判るよ
うに、正転、逆転ともにＷ相ＯＮの条件を支える。
うに、正転、逆転ともにＷ相ＯＮの条件を支える。
トランジスタ（ｈ２はトランジスタＱａ、Ｑｓがともに
カットオフしたときのみカットオフし、電流源■３から
の電流がＷ粗駆動用トランジスタＱ３のベースに流れ込
みＷ相がＯＮすることになる。
カットオフしたときのみカットオフし、電流源■３から
の電流がＷ粗駆動用トランジスタＱ３のベースに流れ込
みＷ相がＯＮすることになる。
以上はＷ相のＯＮについて述べたが、Ｕ相、■相につい
ても全く同様な動作をおこない、それぞれが３相モータ
としての転流制御をおこなうことができる。この転流制
御は前述のとおり正転、逆転の何れに対しても成立する
。なお、第２図に示す回路ではこの発明に直接関係ない
ために省略しであるが、実際は起動回路が必要であり、
起動回路により、初動回転を与えてやれば正逆双方向の
回転を接続できる。
ても全く同様な動作をおこない、それぞれが３相モータ
としての転流制御をおこなうことができる。この転流制
御は前述のとおり正転、逆転の何れに対しても成立する
。なお、第２図に示す回路ではこの発明に直接関係ない
ために省略しであるが、実際は起動回路が必要であり、
起動回路により、初動回転を与えてやれば正逆双方向の
回転を接続できる。
第５図はこの発明の他の実施例を示すものである。この
実施例ではモータ巻線Ｌ ＳＬ ＳＬＶＷ を接地電位側に接続し、各相をＰＮＰ形の駆動用トラン
ジスタＱ＋’ 〜Ｑ！’で駆動したものである。この場
合、電流コンパレータとしてのトランジスタＱｓ’ 〜
Ｑｓ’ はＮＰＮ形となるため、コレクタ共通のダブル
エミッタトランジスタを使用でき、チップ面積の縮小が
可能となる。またトランジスタＱ＋’〜Ｑ３’の駆動に
は比較的大電流が必要なために、それぞれ電流増幅用の
カレントミラーを２段増加している。電流コン、＜レー
タトランジスタＱ４’ 〜Ｑｓ’のエミッタは略接地電
位で極性の判定をおこなうように構成されている。
実施例ではモータ巻線Ｌ ＳＬ ＳＬＶＷ を接地電位側に接続し、各相をＰＮＰ形の駆動用トラン
ジスタＱ＋’ 〜Ｑ！’で駆動したものである。この場
合、電流コンパレータとしてのトランジスタＱｓ’ 〜
Ｑｓ’ はＮＰＮ形となるため、コレクタ共通のダブル
エミッタトランジスタを使用でき、チップ面積の縮小が
可能となる。またトランジスタＱ＋’〜Ｑ３’の駆動に
は比較的大電流が必要なために、それぞれ電流増幅用の
カレントミラーを２段増加している。電流コン、＜レー
タトランジスタＱ４’ 〜Ｑｓ’のエミッタは略接地電
位で極性の判定をおこなうように構成されている。
［発明の効果］
以上記載したようにこの発明のブラシレスモータの転流
検出回路はトランジスタのエミ・ツタ電極側で転流制御
信号を電流値で合成しているために、低電圧動作を実現
する。また低電圧動作するためにダイオード使用する例
ではショットキーダイオード等のＶ、の小さな特殊ダイ
オードを使用する必要があったが、これが不要となりコ
ストダウンができる。
検出回路はトランジスタのエミ・ツタ電極側で転流制御
信号を電流値で合成しているために、低電圧動作を実現
する。また低電圧動作するためにダイオード使用する例
ではショットキーダイオード等のＶ、の小さな特殊ダイ
オードを使用する必要があったが、これが不要となりコ
ストダウンができる。
第１図はこの発明の詳細な説明するための回路図、第２
図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第３図はこ
の発明の他の実施例を示す回路構成図、第４図はモータ
誘起電圧と転流のタイミングを示した波形図、第５図は
従来の回路構成図である。 Ｌ 、Ｌ ＳＬ ・・・モータ巻線Ｕ ｖ
Ｗ Ｑ１〜Ｑ３・・・駆動用トランジスタ Ｑ −Ｑ ・・・トランジスタ ＲＡ１ＲＢ・・・抵抗回路網 Ｑ４〜Ｑ３・・・電流コンパレータ用トランジスタＱ５
・・・・・・・・・トランジスタ ■１〜Ｉ４・・・電流源
図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第３図はこ
の発明の他の実施例を示す回路構成図、第４図はモータ
誘起電圧と転流のタイミングを示した波形図、第５図は
従来の回路構成図である。 Ｌ 、Ｌ ＳＬ ・・・モータ巻線Ｕ ｖ
Ｗ Ｑ１〜Ｑ３・・・駆動用トランジスタ Ｑ −Ｑ ・・・トランジスタ ＲＡ１ＲＢ・・・抵抗回路網 Ｑ４〜Ｑ３・・・電流コンパレータ用トランジスタＱ５
・・・・・・・・・トランジスタ ■１〜Ｉ４・・・電流源
Claims (1)
- モータ巻線およびトランジスタを直列に接続した回路
をＮ個（Ｎ≧２の整流）電源および接地間に接続してな
る第１の電気回路と、この第１の電気回路の各トランジ
スタを駆動する第２の電気回路と、前記Ｎ個のモータ巻
線およびトランジスタの接続点を抵抗を介して順次ルー
プ状に接続した２組の第１および第２の抵抗回路網と、
前記モータ巻線の接続された電源電位とほぼ等しい電位
で極性を判定するＮ個のコンパレータとを備え、前記第
１の抵抗回路網はループを特定方向にたどったときにモ
ータ巻線の誘起電圧を特定比１：Ｋにより合成する出力
をＮ個有し、また前記第２の抵抗回路網はループを特定
方向にたどったときに特定比Ｋ：１に合成する出力をＮ
個有し、前記コンパレータは対応する前記第１および第
２の抵抗回路網の出力を前記電源電位と比較したのち、
論理積をとって該論理積出力により前記第２の電気回路
を駆動制御してなることを特徴とするブラシレスモータ
の転流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63079359A JPH01252197A (ja) | 1988-03-31 | 1988-03-31 | ブラシレスモータの転流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63079359A JPH01252197A (ja) | 1988-03-31 | 1988-03-31 | ブラシレスモータの転流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01252197A true JPH01252197A (ja) | 1989-10-06 |
Family
ID=13687702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63079359A Pending JPH01252197A (ja) | 1988-03-31 | 1988-03-31 | ブラシレスモータの転流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01252197A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5767640A (en) * | 1995-09-20 | 1998-06-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless motor |
-
1988
- 1988-03-31 JP JP63079359A patent/JPH01252197A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5767640A (en) * | 1995-09-20 | 1998-06-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless motor |
| US5969490A (en) * | 1995-09-20 | 1999-10-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless motor for providing precise driving signal in presence of variations in output amplitude of position detecting signal |
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