JPH0126260B2 - - Google Patents
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- JPH0126260B2 JPH0126260B2 JP57036175A JP3617582A JPH0126260B2 JP H0126260 B2 JPH0126260 B2 JP H0126260B2 JP 57036175 A JP57036175 A JP 57036175A JP 3617582 A JP3617582 A JP 3617582A JP H0126260 B2 JPH0126260 B2 JP H0126260B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- load impedance
- power supply
- amplifier
- thyristor
- circuit
- Prior art date
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 23
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
本発明は電源回路に係り、増幅器の負荷インピ
ーダンスが低いときに低い値の電源電圧を増幅器
に供給することにより、過度の発熱による温度上
昇を減らし、また放熱器やパワートランス等を小
型化し得、更に低負荷インピーダンスに対しては
短時間であれば大なる出力を増幅器より出力せし
め得る電源回路を提供することを目的とする。 一般的な増幅器では負荷インピーダンスが低い
ほど得られる出力も大きくなり、例えば8Ω負荷
に対して4Ω負荷には約２倍の出力が得られる。
しかし、出力が大きくなると増幅器の発熱量も増
加するので、これに対する放熱条件が厳しくな
り、コストも高くなる。そこで、最近では4Ω負
荷接続時には、何らかの方法で増幅器の電源電圧
を低下させ、4Ω負荷接続時の最大出力を、8Ω負
荷接続時のそれと同程度に抑えて発熱を減らす工
夫がなされるようになつてきている。 ここで、増幅器の電源電圧±Vcc、その負荷イ
ンピーダンスRL、得られる最大出力Pnaxの間に
は
ーダンスが低いときに低い値の電源電圧を増幅器
に供給することにより、過度の発熱による温度上
昇を減らし、また放熱器やパワートランス等を小
型化し得、更に低負荷インピーダンスに対しては
短時間であれば大なる出力を増幅器より出力せし
め得る電源回路を提供することを目的とする。 一般的な増幅器では負荷インピーダンスが低い
ほど得られる出力も大きくなり、例えば8Ω負荷
に対して4Ω負荷には約２倍の出力が得られる。
しかし、出力が大きくなると増幅器の発熱量も増
加するので、これに対する放熱条件が厳しくな
り、コストも高くなる。そこで、最近では4Ω負
荷接続時には、何らかの方法で増幅器の電源電圧
を低下させ、4Ω負荷接続時の最大出力を、8Ω負
荷接続時のそれと同程度に抑えて発熱を減らす工
夫がなされるようになつてきている。 ここで、増幅器の電源電圧±Vcc、その負荷イ
ンピーダンスRL、得られる最大出力Pnaxの間に
は
【式】なる関係がある。従つ
て、負荷インピーダンスを8Ω、4Ωで考えた場
合、得られる最大出力Pnaxが一定でよいとする
と、4Ωの場合の電源電圧は8Ωの場合の電源電圧
の
合、得られる最大出力Pnaxが一定でよいとする
と、4Ωの場合の電源電圧は8Ωの場合の電源電圧
の
【式】でよいことになり、仮りに、電源電圧を
8Ω用に設定しておいて4Ωの負荷インピーダンス
を使用すると増幅器を構成するパワートランジス
タに不要な電圧がかかる。然るに、負荷インピー
ダンス4Ωに対して電源電圧を下げればその分だ
け発熱量が減り、温度上昇も少なくなる。この場
合、負荷インピーダンス8Ω時の電源電圧を±
Vcc、負荷インピーダンス4Ω時の電源電圧を
を使用すると増幅器を構成するパワートランジス
タに不要な電圧がかかる。然るに、負荷インピー
ダンス4Ωに対して電源電圧を下げればその分だ
け発熱量が減り、温度上昇も少なくなる。この場
合、負荷インピーダンス8Ω時の電源電圧を±
Vcc、負荷インピーダンス4Ω時の電源電圧を
【式】とし、負荷に流れる電流I0とすると、
【式】の発熱量が減る。
上記の工夫の一つとして、使用するスピーカの
インピーダンスに合わせて使用者が増幅器の電源
電圧を外部からスイツチで切換えるようにしたも
のがあるが、これは不便である。また他の工夫と
して、電源トランスの２次側に２種類の電圧タツ
プを設け、負荷インピーダンスに応じて、リレー
でこのタツプを選択し電源電圧を切換えるものが
あつたが、これは音楽再生時にリレーを動作させ
るとその動作音が聴えてしまうので、電源投入直
後にこの動作を完了させておかねばならないし、
大容量のリレーも必要で高価である等の欠点があ
つた。 本発明は上記の欠点を除去したものであり、以
下図面と共にその各実施例について説明する。 第１図は本発明になる電源回路の一実施例の回
路系統図を示す。同図中、T1は電源トランスで、
その１次側はACプラグ１に接続されており、そ
の２次側は２つのタツプａ，ｂが設けられてお
り、高電圧側のタツプａはサイリスタSCRのア
ノードに接続され、低電圧側のタツプｂにはダイ
オードD1のアノードが接続されている。サイリ
スタSCRのカソードとダイオードD1のカソード
は夫々共通に平滑用コンデンサC1の非接地側端
子に接続される一方、増幅器３の電源入力端子、
電圧変動検出回路４に夫々接続されている。電圧
変動検出回路４はコンデンサC1の両端間の電源
電圧の変動を検出する回路で、その検出信号は導
通角制御回路５に供給される。導通角制御回路５
は負荷インピーダンス検出回路６よりのインピー
ダンス検出信号により動作又は動作停止せしめら
れるように構成されており、更にその動作時は電
圧変動検出回路４の出力検出信号に応じてサイリ
スタSCRの導通角を制御する信号をサイリスタ
SCRのゲートに出力する。 増幅器３は入力端子２よりのオーデイオ信号を
増幅してスピーカ７に出力するが、その出力端子
とスピーカ７との接続点は負荷インピーダンス検
出回路６に接続されている。負荷インピーダンス
検出回路６は増幅器３の負荷インピーダンス、す
なわちスピーカ７の入力インピーダンスを一辺と
するブリツジ回路より構成されており、その平衡
条件がとれているか否かにより負荷インピーダン
スを検出する回路であり、増幅器３より所定レベ
ル以上の出力オーデイオ信号が取り出されるとき
のみ動作し、そのインピーダンス検出信号を導通
角制御回路５に出力してその動作を制御する。こ
こでは、導通角制御回路５は負荷インピーダンス
が8Ωのときに動作し、4Ωのときには動作を停止
せしめられる。 次に上記の回路の動作につき説明するに、電源
スイツチ（図示せず）が投入後において、入力端
子２にオーデイオ信号が入来していないとき、又
は極めてレベルが小なるオーデイオ信号が入来し
ているときは、負荷インピーダンス検出回路６は
非動作であり、導通角制御回路５を動作せしめて
いる。これにより、サイリスタSCRがそのゲー
トを駆動され、サイリスタSCRより電源トラン
スT1の２次側より取り出された交流電圧が整流
されて取り出され、コンデンサC1に印加される。
従つて、コンデンサC1の両端間の電圧は高い値
であり、これは電源電圧として増幅器３に印加さ
れる。 次にスピーカ７の入力インピーダンスが8Ωで
あり、これに所定レベル以上のオーデイオ信号が
供給されたものとすると、負荷インピーダンス検
出回路６が動作して8Ω検出信号を導通角制御回
路５に供給するが、8Ω検出信号は前記非動作時
の信号と同じレベルであり、よつて導通角制御回
路５が引続き動作をする。従つて、サイリスタ
SCRより取り出され、コンデンサC1により平滑
された直流電圧が引続き電源電圧として増幅器３
に供給される一方、電圧変動検出回路４により電
圧変動が検出され、導通角制御回路５にフイード
バツクされることによつて所定の電圧に定電圧化
される。 他方、スピーカ７の入力インピーダンスが4Ω
であり、これに所定レベル以上のオーデイオ信号
が供給されたものとすると、負荷インピーダンス
検出回路６より4Ω検出信号が取り出されて導通
角制御回路５に供給され、その動作を停止せしめ
る。これにより、サイリスタSCRがオフとされ
るため、電源トランスT1の２次側の交流電圧は
タツプｂから取り出されてダイオードD1により
整流された後コンデンサC1により平滑される。
このときのコンデンサC1の両端間の電圧は、前
記サイリスタSCRオン時のそれに比し小であり、
増幅器３に電源電圧として印加される。従つて、
増幅器３の電源電圧は、8Ω負荷接続時に比し例
えば約30％低下する。このときの電源電圧の値
は、例えば増幅器３の出力が、8Ω負荷接続時の
出力と同程度となるように設定される。 これにより、4Ω負荷接続時においても、セツ
トの発熱量が大幅に低減できる。しかも、本実施
例ではスピーカ７の入力インピーダンスが4Ωで
ある場合において、スピーカ７に所定レベル以上
のオーデイオ信号が供給されることにより、負荷
インピーダンス検出回路６が動作を開始して4Ω
検出信号を出力し始めてからサイリスタSCRが
オフとなるまでに、負荷インピーダンス検出回路
６が時定数をもつていることから例えば１秒間程
度かかり、この１秒間は増幅器３の電源電圧が
8Ω負荷接続時と同じ高い値に保持されるので、
この１秒間は8Ω負荷接続時の２倍近い出力が得
られる。 なお、本発明は上記実施例に限定されるもので
はなく、例えば第２図に示す如く、タツプａとサ
イリスタSCRのアノードの間に逆流防止用ダイ
オードD2を接続するようにしてもよく、この場
合は、回路構成を簡略化できる。また、電源トラ
ンスT1の２次側のタツプの数は、３以上でもよ
く、その場合は、最も低い電圧が得られる一のタ
ツプのみダイオードが接続され、他のタツプはサ
イリスタが接続される。更に上記実施例では直流
電圧安定化のためにサイリスタSCRの導通角を
制御しているが、サイリスタSCRを単にオンと
なるように制御してもよい（ただし、この場合は
直流電圧の安定化はできない。） 上述の如く、本発明になる電源回路は、電源ト
ランスの２次側に設けられた複数のタツプのうち
低電圧のタツプにダイオードの一端を接続すると
ともに、他のタツプにサイリスタの一端又はサイ
リスタ及びダイオードの直列回路の一端を接続
し、ダイオードの他端並びにサイリスタの他端又
は直列回路の他端をコンデンサに共通に接続する
とともに電源電圧及び負荷インピーダンスの使用
範囲で出力が飽和しない特性の増幅器の電源入力
端子に共通に接続し、更に増幅器の出力端子に増
幅器の負荷インピーダンスを検出し低負荷インピ
ーダンス非検出時又は高負荷インピーダンス検出
時はサイリスタの導通角を制御するかオンにする
回路を接続し、上記低負荷インピーダンス検出時
は高負荷インピーダンス検出時に比し相対的に低
い値の電源電圧を増幅器に供給するよう構成した
ため、低負荷インピーダンス検出時には電源電圧
を高負荷インピーダンス検出時に比し約30％低下
でき、よつてセツトの発熱量を大幅に低減でき、
従つて放熱器やパワートランスを小型化できるの
で電源回路、増幅器等よりなるセツトの小型化及
び軽量化更には低コスト化を実現でき、電圧の切
換えは自動的にしかも無音で行なえるので、操作
の煩雑さを除去できるとともに音楽の鑑賞を妨げ
ることを防止でき、また前記負荷インピーダンス
を検出する回路に時定数をもたせることにより、
低負荷インピーダンス検出に基づきサイリスタを
オフとするまでの短時間内には、高負荷インピー
ダンス接続時よりも大なる出力を得ることがで
き、従つてPCMなどダイナミツクレンジの広い
音楽の再生に有利である等の特長を有するもので
ある。
インピーダンスに合わせて使用者が増幅器の電源
電圧を外部からスイツチで切換えるようにしたも
のがあるが、これは不便である。また他の工夫と
して、電源トランスの２次側に２種類の電圧タツ
プを設け、負荷インピーダンスに応じて、リレー
でこのタツプを選択し電源電圧を切換えるものが
あつたが、これは音楽再生時にリレーを動作させ
るとその動作音が聴えてしまうので、電源投入直
後にこの動作を完了させておかねばならないし、
大容量のリレーも必要で高価である等の欠点があ
つた。 本発明は上記の欠点を除去したものであり、以
下図面と共にその各実施例について説明する。 第１図は本発明になる電源回路の一実施例の回
路系統図を示す。同図中、T1は電源トランスで、
その１次側はACプラグ１に接続されており、そ
の２次側は２つのタツプａ，ｂが設けられてお
り、高電圧側のタツプａはサイリスタSCRのア
ノードに接続され、低電圧側のタツプｂにはダイ
オードD1のアノードが接続されている。サイリ
スタSCRのカソードとダイオードD1のカソード
は夫々共通に平滑用コンデンサC1の非接地側端
子に接続される一方、増幅器３の電源入力端子、
電圧変動検出回路４に夫々接続されている。電圧
変動検出回路４はコンデンサC1の両端間の電源
電圧の変動を検出する回路で、その検出信号は導
通角制御回路５に供給される。導通角制御回路５
は負荷インピーダンス検出回路６よりのインピー
ダンス検出信号により動作又は動作停止せしめら
れるように構成されており、更にその動作時は電
圧変動検出回路４の出力検出信号に応じてサイリ
スタSCRの導通角を制御する信号をサイリスタ
SCRのゲートに出力する。 増幅器３は入力端子２よりのオーデイオ信号を
増幅してスピーカ７に出力するが、その出力端子
とスピーカ７との接続点は負荷インピーダンス検
出回路６に接続されている。負荷インピーダンス
検出回路６は増幅器３の負荷インピーダンス、す
なわちスピーカ７の入力インピーダンスを一辺と
するブリツジ回路より構成されており、その平衡
条件がとれているか否かにより負荷インピーダン
スを検出する回路であり、増幅器３より所定レベ
ル以上の出力オーデイオ信号が取り出されるとき
のみ動作し、そのインピーダンス検出信号を導通
角制御回路５に出力してその動作を制御する。こ
こでは、導通角制御回路５は負荷インピーダンス
が8Ωのときに動作し、4Ωのときには動作を停止
せしめられる。 次に上記の回路の動作につき説明するに、電源
スイツチ（図示せず）が投入後において、入力端
子２にオーデイオ信号が入来していないとき、又
は極めてレベルが小なるオーデイオ信号が入来し
ているときは、負荷インピーダンス検出回路６は
非動作であり、導通角制御回路５を動作せしめて
いる。これにより、サイリスタSCRがそのゲー
トを駆動され、サイリスタSCRより電源トラン
スT1の２次側より取り出された交流電圧が整流
されて取り出され、コンデンサC1に印加される。
従つて、コンデンサC1の両端間の電圧は高い値
であり、これは電源電圧として増幅器３に印加さ
れる。 次にスピーカ７の入力インピーダンスが8Ωで
あり、これに所定レベル以上のオーデイオ信号が
供給されたものとすると、負荷インピーダンス検
出回路６が動作して8Ω検出信号を導通角制御回
路５に供給するが、8Ω検出信号は前記非動作時
の信号と同じレベルであり、よつて導通角制御回
路５が引続き動作をする。従つて、サイリスタ
SCRより取り出され、コンデンサC1により平滑
された直流電圧が引続き電源電圧として増幅器３
に供給される一方、電圧変動検出回路４により電
圧変動が検出され、導通角制御回路５にフイード
バツクされることによつて所定の電圧に定電圧化
される。 他方、スピーカ７の入力インピーダンスが4Ω
であり、これに所定レベル以上のオーデイオ信号
が供給されたものとすると、負荷インピーダンス
検出回路６より4Ω検出信号が取り出されて導通
角制御回路５に供給され、その動作を停止せしめ
る。これにより、サイリスタSCRがオフとされ
るため、電源トランスT1の２次側の交流電圧は
タツプｂから取り出されてダイオードD1により
整流された後コンデンサC1により平滑される。
このときのコンデンサC1の両端間の電圧は、前
記サイリスタSCRオン時のそれに比し小であり、
増幅器３に電源電圧として印加される。従つて、
増幅器３の電源電圧は、8Ω負荷接続時に比し例
えば約30％低下する。このときの電源電圧の値
は、例えば増幅器３の出力が、8Ω負荷接続時の
出力と同程度となるように設定される。 これにより、4Ω負荷接続時においても、セツ
トの発熱量が大幅に低減できる。しかも、本実施
例ではスピーカ７の入力インピーダンスが4Ωで
ある場合において、スピーカ７に所定レベル以上
のオーデイオ信号が供給されることにより、負荷
インピーダンス検出回路６が動作を開始して4Ω
検出信号を出力し始めてからサイリスタSCRが
オフとなるまでに、負荷インピーダンス検出回路
６が時定数をもつていることから例えば１秒間程
度かかり、この１秒間は増幅器３の電源電圧が
8Ω負荷接続時と同じ高い値に保持されるので、
この１秒間は8Ω負荷接続時の２倍近い出力が得
られる。 なお、本発明は上記実施例に限定されるもので
はなく、例えば第２図に示す如く、タツプａとサ
イリスタSCRのアノードの間に逆流防止用ダイ
オードD2を接続するようにしてもよく、この場
合は、回路構成を簡略化できる。また、電源トラ
ンスT1の２次側のタツプの数は、３以上でもよ
く、その場合は、最も低い電圧が得られる一のタ
ツプのみダイオードが接続され、他のタツプはサ
イリスタが接続される。更に上記実施例では直流
電圧安定化のためにサイリスタSCRの導通角を
制御しているが、サイリスタSCRを単にオンと
なるように制御してもよい（ただし、この場合は
直流電圧の安定化はできない。） 上述の如く、本発明になる電源回路は、電源ト
ランスの２次側に設けられた複数のタツプのうち
低電圧のタツプにダイオードの一端を接続すると
ともに、他のタツプにサイリスタの一端又はサイ
リスタ及びダイオードの直列回路の一端を接続
し、ダイオードの他端並びにサイリスタの他端又
は直列回路の他端をコンデンサに共通に接続する
とともに電源電圧及び負荷インピーダンスの使用
範囲で出力が飽和しない特性の増幅器の電源入力
端子に共通に接続し、更に増幅器の出力端子に増
幅器の負荷インピーダンスを検出し低負荷インピ
ーダンス非検出時又は高負荷インピーダンス検出
時はサイリスタの導通角を制御するかオンにする
回路を接続し、上記低負荷インピーダンス検出時
は高負荷インピーダンス検出時に比し相対的に低
い値の電源電圧を増幅器に供給するよう構成した
ため、低負荷インピーダンス検出時には電源電圧
を高負荷インピーダンス検出時に比し約30％低下
でき、よつてセツトの発熱量を大幅に低減でき、
従つて放熱器やパワートランスを小型化できるの
で電源回路、増幅器等よりなるセツトの小型化及
び軽量化更には低コスト化を実現でき、電圧の切
換えは自動的にしかも無音で行なえるので、操作
の煩雑さを除去できるとともに音楽の鑑賞を妨げ
ることを防止でき、また前記負荷インピーダンス
を検出する回路に時定数をもたせることにより、
低負荷インピーダンス検出に基づきサイリスタを
オフとするまでの短時間内には、高負荷インピー
ダンス接続時よりも大なる出力を得ることがで
き、従つてPCMなどダイナミツクレンジの広い
音楽の再生に有利である等の特長を有するもので
ある。
第１図は本発明回路の一実施例を示す回路系統
図、第２図は本発明回路の他の実施例の要部を示
す回路図である。 ２……入力端子、３……増幅器、４……電圧変
動検出回路、５……導通角制御回路、６……負荷
インピーダンス検出回路、７……スピーカ、T1
……電源トランス、SCR……サイリスタ、D1，
D2……ダイオード、C1……平滑用コンデンサ。
図、第２図は本発明回路の他の実施例の要部を示
す回路図である。 ２……入力端子、３……増幅器、４……電圧変
動検出回路、５……導通角制御回路、６……負荷
インピーダンス検出回路、７……スピーカ、T1
……電源トランス、SCR……サイリスタ、D1，
D2……ダイオード、C1……平滑用コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源トランスの２次側に設けられた複数のタ
ツプのうち低電圧のタツプにダイオードの一端を
接続するとともに、他のタツプにサイリスタの一
端又はサイリスタ及びダイオードの直列回路の一
端を接続し、 該ダイオードの他端並びに該サイリスタの他端
又は該直列回路の他端をコンデンサに共通に接続
するとともに電源電圧及び負荷インピーダンスの
使用範囲で出力が飽和しない特性の増幅器の電源
入力端子に共通に接続し、 更に該増幅器の出力端子に該増幅器の負荷イン
ピーダンスを検出し低負荷インピーダンス検出時
にのみ上記サイリスタをオフとし、低負荷インピ
ーダンス非検出時又は高負荷インピーダンス検出
時は該サイリスタの導通角を制御するかオンにす
る回路を接続し、 上記低負荷インピーダンス検出時は高負荷イン
ピーダンス検出時に比し相対的に低い値の電源電
圧を増幅器に供給するよう構成したことを特徴と
する電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57036175A JPS58154328A (ja) | 1982-03-08 | 1982-03-08 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57036175A JPS58154328A (ja) | 1982-03-08 | 1982-03-08 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58154328A JPS58154328A (ja) | 1983-09-13 |
| JPH0126260B2 true JPH0126260B2 (ja) | 1989-05-23 |
Family
ID=12462400
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57036175A Granted JPS58154328A (ja) | 1982-03-08 | 1982-03-08 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58154328A (ja) |
-
1982
- 1982-03-08 JP JP57036175A patent/JPS58154328A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58154328A (ja) | 1983-09-13 |
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