JPH0129323B2 - - Google Patents
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- JPH0129323B2 JPH0129323B2 JP57202325A JP20232582A JPH0129323B2 JP H0129323 B2 JPH0129323 B2 JP H0129323B2 JP 57202325 A JP57202325 A JP 57202325A JP 20232582 A JP20232582 A JP 20232582A JP H0129323 B2 JPH0129323 B2 JP H0129323B2
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- capacitor
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- input terminal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/10—Frequency selective two-port networks using negative impedance converters
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は周波数依存負性抵抗即ちFDNR
（Frequency Dependent Negative Resistance）
回路を使用したローパスフイルタに関し、更に詳
細には、デジタル・アナログコンバータに於いて
変換時に発生する特定周波数帯のノイズ等を効率
良く遮断することが可能なアクテイブフイルタに
関する。
（Frequency Dependent Negative Resistance）
回路を使用したローパスフイルタに関し、更に詳
細には、デジタル・アナログコンバータに於いて
変換時に発生する特定周波数帯のノイズ等を効率
良く遮断することが可能なアクテイブフイルタに
関する。
従来技術
特定周波数帯のノイズを効率良く遮断するため
に、GIC（Generalized Impedance Converter）
回路の一つであるFDNR回路を含む従来のアク
テイブフイルタは、第１図に示す如く構成されて
いる。即ち、信号伝送ライン１と接地された共通
ライン（グランド）との間に順次に接続された第
１の抵抗R1と第１のコンデンサC1と第２の抵抗
R2と第３の抵抗R3と第４の抵抗R4と第２のコン
デンサC2とから成る直列回路と、一方の入力端
子（非反転入力端子）が第１の抵抗R1と第１の
コンデンサC1との間に接続され、他方入力端子
（反転入力端子）が第２の抵抗R2と第３の抵抗R3
との間に接続され、出力端子が第３の抵抗R3と
第４の抵抗R4との間に接続された第１の演算増
幅器A1と、一方の入力端子（非反転入力端子）
が第４の抵抗R4と第２のコンデンサC2との間に
接続され、他方の入力端子（反転入力端子）が第
２の抵抗R2と第３の抵抗R3との間に接続され、
出力端子が第１のコンデンサC1と第２の抵抗R2
との間に接続された第２の演算増幅器A2からな
る周波数依存負性抵抗回路即ちFDNR回路２ａ
を含み、更に、入力端子３と出力端子４との間
に、第５、第６、第７、第８、第９、及び第10の
抵抗R5，R6，R7，R8，R9，R10、第３及び第４
のコンデンサC3，C4、第３の演算増幅器A3を含
む。尚、互いに並列接続された第３のコンデンサ
C3と第５の抵抗R5とはライン１に直列に接続さ
れ、また第６及び第７の抵抗R6，R7もライン１
に直列接続されている。これに対して、第４のコ
ンデンサC4と第８の抵抗R8とはライン１とグラ
ンドとの間に並列接続されている。第３の演算増
幅器A3の非反転入力端子は信号伝送ライン１に
接続され、反転入力端子は第10の抵抗R10を介し
て接地され、この出力端子と反転入力端子との間
に第９の抵抗R9が接続されている。
に、GIC（Generalized Impedance Converter）
回路の一つであるFDNR回路を含む従来のアク
テイブフイルタは、第１図に示す如く構成されて
いる。即ち、信号伝送ライン１と接地された共通
ライン（グランド）との間に順次に接続された第
１の抵抗R1と第１のコンデンサC1と第２の抵抗
R2と第３の抵抗R3と第４の抵抗R4と第２のコン
デンサC2とから成る直列回路と、一方の入力端
子（非反転入力端子）が第１の抵抗R1と第１の
コンデンサC1との間に接続され、他方入力端子
（反転入力端子）が第２の抵抗R2と第３の抵抗R3
との間に接続され、出力端子が第３の抵抗R3と
第４の抵抗R4との間に接続された第１の演算増
幅器A1と、一方の入力端子（非反転入力端子）
が第４の抵抗R4と第２のコンデンサC2との間に
接続され、他方の入力端子（反転入力端子）が第
２の抵抗R2と第３の抵抗R3との間に接続され、
出力端子が第１のコンデンサC1と第２の抵抗R2
との間に接続された第２の演算増幅器A2からな
る周波数依存負性抵抗回路即ちFDNR回路２ａ
を含み、更に、入力端子３と出力端子４との間
に、第５、第６、第７、第８、第９、及び第10の
抵抗R5，R6，R7，R8，R9，R10、第３及び第４
のコンデンサC3，C4、第３の演算増幅器A3を含
む。尚、互いに並列接続された第３のコンデンサ
C3と第５の抵抗R5とはライン１に直列に接続さ
れ、また第６及び第７の抵抗R6，R7もライン１
に直列接続されている。これに対して、第４のコ
ンデンサC4と第８の抵抗R8とはライン１とグラ
ンドとの間に並列接続されている。第３の演算増
幅器A3の非反転入力端子は信号伝送ライン１に
接続され、反転入力端子は第10の抵抗R10を介し
て接地され、この出力端子と反転入力端子との間
に第９の抵抗R9が接続されている。
各素子の値を例示すると次の通りである。R1
は419Ω、R2及びR3は4000Ω、R4は3434Ω、R5
は200kΩ、R6及びR7は2302Ω、R8は204.6kΩ、
R9は5000Ω、R10は10kΩ、C1〜C4は2200pFであ
る。また、第１〜第３の演算増幅器A1〜A3の正
電源ライン＋Ｖは＋15Vの電源に接続され、負の
電源ライン−Ｖは−15Vの電源に接続され、＋Ｖ
とグランドとの間に100μFのコンデンサ（図示せ
ず）が接続され、−Ｖとグランドとの間にも
100μFのコンデンサ（図示せず）が接続されてい
る。
は419Ω、R2及びR3は4000Ω、R4は3434Ω、R5
は200kΩ、R6及びR7は2302Ω、R8は204.6kΩ、
R9は5000Ω、R10は10kΩ、C1〜C4は2200pFであ
る。また、第１〜第３の演算増幅器A1〜A3の正
電源ライン＋Ｖは＋15Vの電源に接続され、負の
電源ライン−Ｖは−15Vの電源に接続され、＋Ｖ
とグランドとの間に100μFのコンデンサ（図示せ
ず）が接続され、−Ｖとグランドとの間にも
100μFのコンデンサ（図示せず）が接続されてい
る。
第１図に示すように構成されたフイルタは、
18kHzを遮断周波数とする３次の連立チエビシエ
フ特性のローパスフイルタとして働き、第２図に
示すような周波数−振幅特性が得られる。
18kHzを遮断周波数とする３次の連立チエビシエ
フ特性のローパスフイルタとして働き、第２図に
示すような周波数−振幅特性が得られる。
ところが、FDNR回路２ａのコンデンサC1，
C2のＱが低下すると、遮断周波数近傍の通過周
波数帯で入力信号の振幅のレベルダウンが生じ、
これを補正する適当な方法がなかつた。
C2のＱが低下すると、遮断周波数近傍の通過周
波数帯で入力信号の振幅のレベルダウンが生じ、
これを補正する適当な方法がなかつた。
従来のFDNR回路を含む９次の連立チエビシ
エフ型ローパスフイルタは、第３図に示す如く、
第１図の回路に、３つのFDNR回路２ｂ，２ｃ，
２ｄを追加し、更に３つの抵抗R15，R16，R17を
追加した構成になつている。第３図の回路に於い
て、符号１，２ａ，３，４，R1〜R10，C1〜C4，
A1〜A3で示す部分は第１図で同一付号で示す部
分と実質的に同一であるので、その説明を省略
し、追加した部分について更に説明すると、抵抗
R15，R16，R17は信号ライン１に順次に直列接続
され、第２、第３、及び第４のFDNR回路２ｂ，
２ｃ，２ｄは抵抗R15，R16，R17の夫々の後段に
てライン１に並列接続されている。第２、第３、
及び第４のFDNR回路２ｂ，２ｃ，２ｄは第１
のFDNR回路２ａと同一回路構成である。第３
図の各FDNR回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに於
いて、コンデンサC1，C2，C11，C12，C21，C22，
C31，C32は同一の2200pFに夫々設定され、抵抗
R2，R12，R22，R32，R3，R13，R23，R33は同一
の4500Ωに夫々設定され、また抵抗R1は445Ω、
抵抗R11は2700Ω、抵抗R21は3610Ω、抵抗R31は
1655Ω、抵抗R4は5880Ω、抵抗R14は4405Ω、抵
抗R24は3830Ω、抵抗R34は4710Ωに夫々設定さ
れている。FDNR回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ
以外に於けるコンデンサC3，C4は2200pF、抵抗
R5は300kΩ、抵抗R6は5720Ω、抵抗R7は4740
Ω、抵抗R8は325.6kΩ、R9は5kΩ、R10は10kΩ、
R15は7755Ω、R16は6280Ω、R17は6790Ωに夫々
設定されている。また第３図の＋Ｖの電源ライン
は並列コンデンサを介さずに＋15Vの電源に接続
され、−Ｖの電源ラインは並列コンデンサを介さ
ずに−15Vの電源に接続されている。
エフ型ローパスフイルタは、第３図に示す如く、
第１図の回路に、３つのFDNR回路２ｂ，２ｃ，
２ｄを追加し、更に３つの抵抗R15，R16，R17を
追加した構成になつている。第３図の回路に於い
て、符号１，２ａ，３，４，R1〜R10，C1〜C4，
A1〜A3で示す部分は第１図で同一付号で示す部
分と実質的に同一であるので、その説明を省略
し、追加した部分について更に説明すると、抵抗
R15，R16，R17は信号ライン１に順次に直列接続
され、第２、第３、及び第４のFDNR回路２ｂ，
２ｃ，２ｄは抵抗R15，R16，R17の夫々の後段に
てライン１に並列接続されている。第２、第３、
及び第４のFDNR回路２ｂ，２ｃ，２ｄは第１
のFDNR回路２ａと同一回路構成である。第３
図の各FDNR回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに於
いて、コンデンサC1，C2，C11，C12，C21，C22，
C31，C32は同一の2200pFに夫々設定され、抵抗
R2，R12，R22，R32，R3，R13，R23，R33は同一
の4500Ωに夫々設定され、また抵抗R1は445Ω、
抵抗R11は2700Ω、抵抗R21は3610Ω、抵抗R31は
1655Ω、抵抗R4は5880Ω、抵抗R14は4405Ω、抵
抗R24は3830Ω、抵抗R34は4710Ωに夫々設定さ
れている。FDNR回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ
以外に於けるコンデンサC3，C4は2200pF、抵抗
R5は300kΩ、抵抗R6は5720Ω、抵抗R7は4740
Ω、抵抗R8は325.6kΩ、R9は5kΩ、R10は10kΩ、
R15は7755Ω、R16は6280Ω、R17は6790Ωに夫々
設定されている。また第３図の＋Ｖの電源ライン
は並列コンデンサを介さずに＋15Vの電源に接続
され、−Ｖの電源ラインは並列コンデンサを介さ
ずに−15Vの電源に接続されている。
第３図に示すように構成された回路は15.84kHz
を遮断周波数とする９次の連立チエビシエフ型ロ
ーパスフイルタとして働き、第４図に示すような
周波数一振幅特性が得られる。ところが、遮断周
波数に於いて0.41dBのレベルダウンが生じ、こ
れを補正する適当な手段がなかつた。
を遮断周波数とする９次の連立チエビシエフ型ロ
ーパスフイルタとして働き、第４図に示すような
周波数一振幅特性が得られる。ところが、遮断周
波数に於いて0.41dBのレベルダウンが生じ、こ
れを補正する適当な手段がなかつた。
発明の目的
そこで、本発明の目的は、遮断周波数近傍の通
過周波数帯のレベルアツプを自在に行うことが可
能なFDNR回路を含むローパスフイルタを提供
することにある。
過周波数帯のレベルアツプを自在に行うことが可
能なFDNR回路を含むローパスフイルタを提供
することにある。
発明の構成
上記目的を達成するための本発明は、理解を容
易にするために第１の実施例を示す第５図、第７
図、及び第９図の符号を参照して説明すると、信
号伝送ライン１と共通ラインとの間に順次に接続
された第１の抵抗R1と第１のコンデンサC1と第
２の抵抗R2と第３の抵抗R3と第４の抵抗R4と第
２のコンデンサC2とから成る直列回路と、一方
の入力端子が前記第１の抵抗R1と前記第１のコ
ンデンサC1との間に接続され、他方の入力端子
が前記第２の抵抗R2と前記第３の抵抗R3との間
に接続され、出力端子が前記第３の抵抗R3と前
記第４の抵抗R4との間に接続された第１の演算
増幅器A1と、一方の入力端子が前記第４の抵抗
R4と前記第２のコンデンサC2との間に接続され、
他方の入力端子が前記第２の抵抗R2と前記第３
の抵抗R3との間に接続され、出力端子が前記第
１のコンデンサC1と前記第２の抵抗R2との間に
接続された第２の演算増幅器A2と、前記第２の
演算増幅器A2の前記他方入力端子と前記第１の
演算増幅器A1の前記出力端子との間に接続され
たレベル調整用コンデンサＣと、から成る周波数
依存負性抵抗回路を含むローパスフイルタに係わ
るものである。
易にするために第１の実施例を示す第５図、第７
図、及び第９図の符号を参照して説明すると、信
号伝送ライン１と共通ラインとの間に順次に接続
された第１の抵抗R1と第１のコンデンサC1と第
２の抵抗R2と第３の抵抗R3と第４の抵抗R4と第
２のコンデンサC2とから成る直列回路と、一方
の入力端子が前記第１の抵抗R1と前記第１のコ
ンデンサC1との間に接続され、他方の入力端子
が前記第２の抵抗R2と前記第３の抵抗R3との間
に接続され、出力端子が前記第３の抵抗R3と前
記第４の抵抗R4との間に接続された第１の演算
増幅器A1と、一方の入力端子が前記第４の抵抗
R4と前記第２のコンデンサC2との間に接続され、
他方の入力端子が前記第２の抵抗R2と前記第３
の抵抗R3との間に接続され、出力端子が前記第
１のコンデンサC1と前記第２の抵抗R2との間に
接続された第２の演算増幅器A2と、前記第２の
演算増幅器A2の前記他方入力端子と前記第１の
演算増幅器A1の前記出力端子との間に接続され
たレベル調整用コンデンサＣと、から成る周波数
依存負性抵抗回路を含むローパスフイルタに係わ
るものである。
作用効果
上記本発明によれば、新たに付加したレベル調
整用コンデンサＣが遮断周波数近傍の通過周波数
帯のレベルを上昇させることに寄与し、所望のレ
ベルを得ることが可能になる。従つて特性の良い
フイルタ容易に得ることが可能になる。
整用コンデンサＣが遮断周波数近傍の通過周波数
帯のレベルを上昇させることに寄与し、所望のレ
ベルを得ることが可能になる。従つて特性の良い
フイルタ容易に得ることが可能になる。
実施例
次に第５図〜第１６図を参照して本発明の実施
例について述べる。但し、第５図〜第１６図に於
いて第１図〜第４図と共通する部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。
例について述べる。但し、第５図〜第１６図に於
いて第１図〜第４図と共通する部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。
第１の実施例（第５図及び第６図）
第５図に示す第１の実施例の３次のローパスフ
イルタは、第１図の回路にレベル調整用コンデン
サＣを付加した構成になつている。即ち第１の演
算増幅器A1の出力端子と第２の演算増幅器A2の
反転入力端子即ち第２の抵抗R2の下端との間に
コンデンサＣを接続した回路構成になつている。
このコンデンサＣ以外の各回路素子の定数を第１
図と同一とし、コンデンサＣの値を12pF、24pF、
47pFに設定すると、第６図(A)(B)(C)に示すような
周波数−振幅特性を得ることが出来る。即ち、遮
断周波数（18kHz）近傍の通過帯域のレベルを上
げることが出来る。尚コンデンサＣの容量の増大
につれてレベルが上昇する。
イルタは、第１図の回路にレベル調整用コンデン
サＣを付加した構成になつている。即ち第１の演
算増幅器A1の出力端子と第２の演算増幅器A2の
反転入力端子即ち第２の抵抗R2の下端との間に
コンデンサＣを接続した回路構成になつている。
このコンデンサＣ以外の各回路素子の定数を第１
図と同一とし、コンデンサＣの値を12pF、24pF、
47pFに設定すると、第６図(A)(B)(C)に示すような
周波数−振幅特性を得ることが出来る。即ち、遮
断周波数（18kHz）近傍の通過帯域のレベルを上
げることが出来る。尚コンデンサＣの容量の増大
につれてレベルが上昇する。
第２の実施例（第７図及び第８図）
第７図に示す第２の実施例のローパスフイルタ
は、第１図の回路の第２の演算増幅器A2の反転
入力端子とグランドとの間にレベル調整用抵抗Ｒ
を接続し、且つ第１の演算増幅器A1の出力端子
と第２の演算増幅器A2の反転入力端子との間に
レベル調整用コンデンサＣを接続した構成になつ
ている。
は、第１図の回路の第２の演算増幅器A2の反転
入力端子とグランドとの間にレベル調整用抵抗Ｒ
を接続し、且つ第１の演算増幅器A1の出力端子
と第２の演算増幅器A2の反転入力端子との間に
レベル調整用コンデンサＣを接続した構成になつ
ている。
第７図の回路のＣとＲ以外の回路定数を第１図
と同一とし、Ｃを27pF、Ｒを330kΩに設定する
と、第８図Ａの周波数−振幅特性が得られ、また
Ｃを47pF、Ｒを200kΩに設定すると、第８図Ｂ
の周波数−振幅特性が得られる。即ち、遮断周波
数近傍のレベルを上昇させることが可能になる。
と同一とし、Ｃを27pF、Ｒを330kΩに設定する
と、第８図Ａの周波数−振幅特性が得られ、また
Ｃを47pF、Ｒを200kΩに設定すると、第８図Ｂ
の周波数−振幅特性が得られる。即ち、遮断周波
数近傍のレベルを上昇させることが可能になる。
第３の実施例（第９図及び第１０図）
第９図に示す第３の実施例のローパスフイルタ
は、第３図の回路の第２段目のFDNR回路２ｂ
の第１の演算増幅器A11の出力端子と第２の演算
増幅器A12の反転入力端子との間にコンデンサＣ
を付加接続した構成になつている。第９図の回路
でＣを17pFに設定し、他の回路定数を第３図と
同一に設定すれば、第１０図に示す周波数−振幅
特性が得られる。即ち、遮断周波数に於けるレベ
ルダウンを0.15dBに抑えることが出来る。
は、第３図の回路の第２段目のFDNR回路２ｂ
の第１の演算増幅器A11の出力端子と第２の演算
増幅器A12の反転入力端子との間にコンデンサＣ
を付加接続した構成になつている。第９図の回路
でＣを17pFに設定し、他の回路定数を第３図と
同一に設定すれば、第１０図に示す周波数−振幅
特性が得られる。即ち、遮断周波数に於けるレベ
ルダウンを0.15dBに抑えることが出来る。
第４の実施例（第１１図及び第１２図）
第１１図に示す第４の実施例のローパスフイル
タは、第３図の回路の第２段目のFDNR回路２
ｂの第２の演算増幅器A12の反転入力端子とグラ
ンドとの間に抵抗Ｒを付加接続し、更に第１の演
算増幅器A11の出力端子と第２の演算増幅器A12
の反転入力端子との間にコンデンサＣを付加接続
した構成になつている。この第１１図の回路で抵
抗Ｒを530kΩ、コンデンサＣを12pFに設定し、
他の回路定数を第３図と同一に設定すれば、第１
２図に示す周波数−振幅特性が得られ、遮断周波
数に於けるレベルダウンを0.15dBにすることが
出来る。
タは、第３図の回路の第２段目のFDNR回路２
ｂの第２の演算増幅器A12の反転入力端子とグラ
ンドとの間に抵抗Ｒを付加接続し、更に第１の演
算増幅器A11の出力端子と第２の演算増幅器A12
の反転入力端子との間にコンデンサＣを付加接続
した構成になつている。この第１１図の回路で抵
抗Ｒを530kΩ、コンデンサＣを12pFに設定し、
他の回路定数を第３図と同一に設定すれば、第１
２図に示す周波数−振幅特性が得られ、遮断周波
数に於けるレベルダウンを0.15dBにすることが
出来る。
変形例
以上本発明は実施例について述べたが、本発明
はこれに限定されるものではなく、更に変形可能
なものである。例えば、３次又は９次以外のロー
パスフイルタにも勿論適用可能である。複数の
FDNR回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄを有する場
合には、第２段の回路２ｂ以外の回路にコンデン
サＣを付加接続してもよいし、複数段のFDNR
回路にコンデンサＣを接続してもよい。
はこれに限定されるものではなく、更に変形可能
なものである。例えば、３次又は９次以外のロー
パスフイルタにも勿論適用可能である。複数の
FDNR回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄを有する場
合には、第２段の回路２ｂ以外の回路にコンデン
サＣを付加接続してもよいし、複数段のFDNR
回路にコンデンサＣを接続してもよい。
第１図は従来のFDNR回路を含むローパスフ
イルタを示す回路図、第２図は第１図の回路の周
波数−振幅特性図、第３図は従来の９次のローパ
スフイルタを示す回路図、第４図は第３図の回路
の周波数−振幅特性図、第５図は本発明の第１の
実施例のローパスフイルタを示す回路図、第６図
は第５図の回路の周波数−振幅特性図、第７図は
本発明の第２の実施例のローパスフイルタを示す
回路図、第８図は第７図の回路の周波数−振幅特
性図、第９図は本発明の第３の実施例のローパス
フイルタを示す回路図、第１０図は第９図の回路
の周波数−振幅特性図、第１１図は本発明の第４
の実施例のローパスフイルタを示す回路図、第１
２図は第１１図の回路の周波数−振幅特性図であ
る。 １……ライン、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ……
FDNR回路、R1〜R10……抵抗、C1〜C4……コン
デンサ、A1〜A3……演算増幅器、Ｒ……レベル
調整用抵抗、Ｃ……レベル調整用コンデンサ。
イルタを示す回路図、第２図は第１図の回路の周
波数−振幅特性図、第３図は従来の９次のローパ
スフイルタを示す回路図、第４図は第３図の回路
の周波数−振幅特性図、第５図は本発明の第１の
実施例のローパスフイルタを示す回路図、第６図
は第５図の回路の周波数−振幅特性図、第７図は
本発明の第２の実施例のローパスフイルタを示す
回路図、第８図は第７図の回路の周波数−振幅特
性図、第９図は本発明の第３の実施例のローパス
フイルタを示す回路図、第１０図は第９図の回路
の周波数−振幅特性図、第１１図は本発明の第４
の実施例のローパスフイルタを示す回路図、第１
２図は第１１図の回路の周波数−振幅特性図であ
る。 １……ライン、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ……
FDNR回路、R1〜R10……抵抗、C1〜C4……コン
デンサ、A1〜A3……演算増幅器、Ｒ……レベル
調整用抵抗、Ｃ……レベル調整用コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 信号伝送ライン１と共通ラインとの間に順次
に接続された第１の抵抗R1と第１のコンデンサ
C1と第２の抵抗R2と第３の抵抗R3と第４の抵抗
R4と第２コンデンサC2とから成る直列回路と、 一方の入力端子が前記第１の抵抗R1と前記第
１のコンデンサC1との間に接続され、他方の入
力端子が前記第２の抵抗R2と前記第３の抵抗R3
との間に接続され、出力端子が前記第３の抵抗
R3と前記第４の抵抗R4との間に接続された第１
の演算増幅器A1と、 一方の入力端子が前記第４の抵抗R4と前記第
２のコンデンサC2との間に接続され、他方の入
力端子が前記第２の抵抗R2と前記第３の抵抗R3
との間に接続され、出力端子が前記第１のコンデ
ンサC1と前記第２の抵抗R2との間に接続された
第２の演算増幅器A2と、 前記第２の演算増幅器A2の前記他方入力端子
と前記第１の演算増幅器A1の前記出力端子との
間に接続されたレベル調整用コンデンサＣと、 から成る周波数依存負性抵抗回路を含むローパス
フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20232582A JPS5991720A (ja) | 1982-11-18 | 1982-11-18 | 周波数依存負性抵抗型ロ−パスフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20232582A JPS5991720A (ja) | 1982-11-18 | 1982-11-18 | 周波数依存負性抵抗型ロ−パスフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5991720A JPS5991720A (ja) | 1984-05-26 |
| JPH0129323B2 true JPH0129323B2 (ja) | 1989-06-09 |
Family
ID=16455677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20232582A Granted JPS5991720A (ja) | 1982-11-18 | 1982-11-18 | 周波数依存負性抵抗型ロ−パスフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5991720A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56119521A (en) * | 1980-02-25 | 1981-09-19 | Murata Mfg Co Ltd | Fdnr system low-pass filter |
-
1982
- 1982-11-18 JP JP20232582A patent/JPS5991720A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5991720A (ja) | 1984-05-26 |
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