JPS6340903Y2 - - Google Patents
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- JPS6340903Y2 JPS6340903Y2 JP11835379U JP11835379U JPS6340903Y2 JP S6340903 Y2 JPS6340903 Y2 JP S6340903Y2 JP 11835379 U JP11835379 U JP 11835379U JP 11835379 U JP11835379 U JP 11835379U JP S6340903 Y2 JPS6340903 Y2 JP S6340903Y2
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- JP
- Japan
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- amplifier
- feedback
- frequency
- capacitor
- pnp transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 11
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 11
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 11
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は帯域制限を施した複数の直流帰還増幅
器で構成した中間周波増幅器に関する。
器で構成した中間周波増幅器に関する。
従来、例えばFM受信機に使用する455KHz中間
周波増幅器（以下IF増幅器と称する）には、主
に同調回路を用いた狭帯域増幅器が使用されてき
た。ところがこのような狭帯域増幅器は同調回路
部分のIC化が困難であり回路装置の小型化、無
調整化の要求を充分満すことができない。従つて
最近では、これらの要求を満す多段直結形の直流
帰還増幅器が一般に使されている。
周波増幅器（以下IF増幅器と称する）には、主
に同調回路を用いた狭帯域増幅器が使用されてき
た。ところがこのような狭帯域増幅器は同調回路
部分のIC化が困難であり回路装置の小型化、無
調整化の要求を充分満すことができない。従つて
最近では、これらの要求を満す多段直結形の直流
帰還増幅器が一般に使されている。
第１図はこのようなIF増幅器の一例を示すも
ので、入力端子１に加わつた信号は0.01μF〜
0.1μFの容量のカツプリングコンデンサ２を経て
第１の直流帰還増幅器３に加わる。第１の直流帰
還増幅器は、直結３段の増幅用NPNトランジス
タ４〜６、これらのトランジスタのコレクタと電
源Vccとの間に夫々接続された負荷抵抗７〜９、
および２個の帰還抵抗１０，１１と帰還容量２０
とから構成される帰還回路から成立つている。
ので、入力端子１に加わつた信号は0.01μF〜
0.1μFの容量のカツプリングコンデンサ２を経て
第１の直流帰還増幅器３に加わる。第１の直流帰
還増幅器は、直結３段の増幅用NPNトランジス
タ４〜６、これらのトランジスタのコレクタと電
源Vccとの間に夫々接続された負荷抵抗７〜９、
および２個の帰還抵抗１０，１１と帰還容量２０
とから構成される帰還回路から成立つている。
この増幅器３の電圧利得の周波数特性は第２図
の曲線２１で示すようになる。すなわち高域遮断
周波数をhで表わし、３個のNPNトランジスタ
４〜６のトランジシヨン周波数TをT100MHz、
また電流増幅率hFEをhFE100とするとh1は概略
次式で与えられる。
の曲線２１で示すようになる。すなわち高域遮断
周波数をhで表わし、３個のNPNトランジスタ
４〜６のトランジシヨン周波数TをT100MHz、
また電流増幅率hFEをhFE100とするとh1は概略
次式で与えられる。
h1 T／hFE
従つてh1はほゞ1MHzとなる。
次にこの増幅器３の電圧利得の最大値をA0と
すると、低域遮断周波数lは概略次式で与えられ
る。
すると、低域遮断周波数lは概略次式で与えられ
る。
lA0／2πR0C0
ここにR0は帰還抵抗１１の抵抗値であり、C0
は帰還容量２０の容量である。第２図に示すよう
にこの増幅器３の電圧利得の最大値を60dBとす
ると、A0は1000である。従つて、R0を15KΩ、C0
を0.1μFとするとlはほぼ100KHzとなる。すなわ
ちこの増幅器３の3dB帯域幅Bwは、hとlの差で
表わすことができるので900KHzとなる。
は帰還容量２０の容量である。第２図に示すよう
にこの増幅器３の電圧利得の最大値を60dBとす
ると、A0は1000である。従つて、R0を15KΩ、C0
を0.1μFとするとlはほぼ100KHzとなる。すなわ
ちこの増幅器３の3dB帯域幅Bwは、hとlの差で
表わすことができるので900KHzとなる。
中間周波入力換算雑音はBwに比例して増大す
る。従つてこのような増幅器３は455KHz IF増
幅器に使用する増幅器としては帯域が広すぎると
いうことができる。すなわち増幅器自体が発生す
る雑音の影響が帯域の広がつた分だけ大きくな
り、これによりFM受信機等の雑音指数の劣化
や、雑音抑圧特性の劣化という好ましくない現象
が生じる。従つて従来のIF増幅器では、第１段
目の直流帰還増幅器３と、同一構成の第２段目の
直流帰還増幅器１３との間にカツプリングコンデ
ンサ１４，１５を介して帯域通過フイルタ１６を
挿入し、帯域制限を行つている。なお出力端子１
７と第２の直流帰還増幅器１３との間にもカツプ
リングコンデンサ１８が接続されており、これら
のカツプリングコンデンサは共に0.01μF〜0.1μF
の容量を有している。
る。従つてこのような増幅器３は455KHz IF増
幅器に使用する増幅器としては帯域が広すぎると
いうことができる。すなわち増幅器自体が発生す
る雑音の影響が帯域の広がつた分だけ大きくな
り、これによりFM受信機等の雑音指数の劣化
や、雑音抑圧特性の劣化という好ましくない現象
が生じる。従つて従来のIF増幅器では、第１段
目の直流帰還増幅器３と、同一構成の第２段目の
直流帰還増幅器１３との間にカツプリングコンデ
ンサ１４，１５を介して帯域通過フイルタ１６を
挿入し、帯域制限を行つている。なお出力端子１
７と第２の直流帰還増幅器１３との間にもカツプ
リングコンデンサ１８が接続されており、これら
のカツプリングコンデンサは共に0.01μF〜0.1μF
の容量を有している。
第２図において曲線２２は、帯域通過フイルタ
１６の周波数特性の一例を表わしたものである。
この帯域通過フイルタは例えば455KHzのセラミ
ツクフイルタであり、この結果第１の直流帰還増
幅器３と帯域フイルタ１６との総合周波数特性
は、第２図の曲線２３で示すようなものとなる。
１６の周波数特性の一例を表わしたものである。
この帯域通過フイルタは例えば455KHzのセラミ
ツクフイルタであり、この結果第１の直流帰還増
幅器３と帯域フイルタ１６との総合周波数特性
は、第２図の曲線２３で示すようなものとなる。
このように複数の増幅用のNPNトランジスタ
を直結した直流帰還増幅器をIF増幅器として用
いようとすると、セラミツクフイルタのような帯
域通過フイルタを併用せざるを得ず、IF増幅器
自体が高価となる他に、回路が複雑化してしま
い、回路装置の小型化という本来の要求を充分満
すことができない。
を直結した直流帰還増幅器をIF増幅器として用
いようとすると、セラミツクフイルタのような帯
域通過フイルタを併用せざるを得ず、IF増幅器
自体が高価となる他に、回路が複雑化してしま
い、回路装置の小型化という本来の要求を充分満
すことができない。
本考案はこのような事情に鑑みてなされたもの
で低価格で小型化が可能な455kHz程度の低周波
帯域用の中間周波増幅器を提供することを目的と
する。
で低価格で小型化が可能な455kHz程度の低周波
帯域用の中間周波増幅器を提供することを目的と
する。
本考案ではトランジシヨン周波数の低いラテラ
ルPNPトランジスタを高周波増幅用のトランジ
スタとして用い、高域遮断周波数を適度に低下さ
せると共に、段間カツプリングコンデンサの容量
を適切な値に設定して低域遮断周波数を適度に上
昇させ、前記した目的を達成する。
ルPNPトランジスタを高周波増幅用のトランジ
スタとして用い、高域遮断周波数を適度に低下さ
せると共に、段間カツプリングコンデンサの容量
を適切な値に設定して低域遮断周波数を適度に上
昇させ、前記した目的を達成する。
以下実施例につき本考案を詳細に説明する。
第１図と同一部分には同一の符号を付した第３
図は本考案の一実施例を説明するためのもので、
重複を避けるため同一符号部分の説明は適宜省略
する。
図は本考案の一実施例を説明するためのもので、
重複を避けるため同一符号部分の説明は適宜省略
する。
本実施例では直流帰還増幅器３１を構成する増
幅用のトランジスタの１つにラテラルPNPトラ
ンジスタ３２を用いている。すなわち直流帰還増
幅器３１は直結３段で構成されたNPNトランジ
スタ３３、ラテラルPNPトランジスタ３２、
NPNトランジスタ３４と、これらのトランジス
タの負荷抵抗３５〜３７、および抵抗１０，１１
とコンデンサ１２から成る帰還回路とにより構成
されている。尚、この帰還回路は、抵抗１０，１
１から成る直流帰還路に交流帰還を遮断するため
のコンデンサ１２が接続されたものであり、コン
デンサ１２はGainの低下と共に発振の防止を行
なつている。
幅用のトランジスタの１つにラテラルPNPトラ
ンジスタ３２を用いている。すなわち直流帰還増
幅器３１は直結３段で構成されたNPNトランジ
スタ３３、ラテラルPNPトランジスタ３２、
NPNトランジスタ３４と、これらのトランジス
タの負荷抵抗３５〜３７、および抵抗１０，１１
とコンデンサ１２から成る帰還回路とにより構成
されている。尚、この帰還回路は、抵抗１０，１
１から成る直流帰還路に交流帰還を遮断するため
のコンデンサ１２が接続されたものであり、コン
デンサ１２はGainの低下と共に発振の防止を行
なつている。
ラテラルPNPトランジスタは構造上トランジ
シヨン周波数Tが低く、ほぼ4MHz程度であるの
で、高周波増幅回路には従来用いられていない。
本考案ではこのラテラルPNPトランジスタを利
用して高域遮断周波数を下げる。今、ラテラル
PNPトランジスタ３２のTをほぼ4MHz電流増幅
率hFEをほぼ８とすると、ラテラルPNPトランジ
スタ３２による高域遮断周波数h2は概略次式で
与えられる。
シヨン周波数Tが低く、ほぼ4MHz程度であるの
で、高周波増幅回路には従来用いられていない。
本考案ではこのラテラルPNPトランジスタを利
用して高域遮断周波数を下げる。今、ラテラル
PNPトランジスタ３２のTをほぼ4MHz電流増幅
率hFEをほぼ８とすると、ラテラルPNPトランジ
スタ３２による高域遮断周波数h2は概略次式で
与えられる。
h2 T／hFE＝500KHz
すでに説明したようにNPNトランジスタの高
域遮断周波数h1はほぼ1MHzとなる。従つて中間
周波数0を455KHzとした場合、高域部分におけ
る電圧利得の周波数特性は第４図曲線４１の右半
分に示す通りとなる。
域遮断周波数h1はほぼ1MHzとなる。従つて中間
周波数0を455KHzとした場合、高域部分におけ
る電圧利得の周波数特性は第４図曲線４１の右半
分に示す通りとなる。
次に本考案では直流帰還増幅器３１ともう１つ
の直流帰還増幅器３８とを結合する段間カツプリ
ングコンデンサ３９を高域通過フイルタとして利
用している。すなわち第１図に示した回路例と同
様に、直流帰還増幅器３８はもう１つの直流帰還
増幅器３１と同一の回路構成を有しているので、
直流帰還増幅器３８における帰還抵抗１０に対応
する抵抗４０と段間カツプリングコンデンサ３９
は、高域通過フイルタを構成する。この高域通過
フイルタによる遮断周波数をh3とすると、h3は
概略次式で与えられる。
の直流帰還増幅器３８とを結合する段間カツプリ
ングコンデンサ３９を高域通過フイルタとして利
用している。すなわち第１図に示した回路例と同
様に、直流帰還増幅器３８はもう１つの直流帰還
増幅器３１と同一の回路構成を有しているので、
直流帰還増幅器３８における帰還抵抗１０に対応
する抵抗４０と段間カツプリングコンデンサ３９
は、高域通過フイルタを構成する。この高域通過
フイルタによる遮断周波数をh3とすると、h3は
概略次式で与えられる。
h3１／2πR1C1
ここにR1は帰還抵抗４０の抵抗値であり、C1
は段間カツプリングコンデンサ３９の容量であ
る。従つて遮断周波数h3を中間周波数近くまで
上昇させることにより、低域部分の帯域制限を行
うことができる。例えば帰還抵抗１０の低抗値
R1が2KΩに設定されていれば、C1を2000PFに選
ぶとh3は400KHzとなる。このような高域通過フ
イルタの周波数特性は、第４図の曲線４２で示さ
れる。この結果第２図の曲線２１で示された低域
部分の周波数特性は、第４図の曲線４１で示され
るように補正される。
は段間カツプリングコンデンサ３９の容量であ
る。従つて遮断周波数h3を中間周波数近くまで
上昇させることにより、低域部分の帯域制限を行
うことができる。例えば帰還抵抗１０の低抗値
R1が2KΩに設定されていれば、C1を2000PFに選
ぶとh3は400KHzとなる。このような高域通過フ
イルタの周波数特性は、第４図の曲線４２で示さ
れる。この結果第２図の曲線２１で示された低域
部分の周波数特性は、第４図の曲線４１で示され
るように補正される。
このような回路構成のIF増幅器では、入力端
子１と段間カツプリングコンデンサ３９の出力側
との間の電圧利得の3dB帯域幅Bwは以下のよう
になる。
子１と段間カツプリングコンデンサ３９の出力側
との間の電圧利得の3dB帯域幅Bwは以下のよう
になる。
Bw＝h2−h3
＝500KHz−400KHz＝100KHz
これは455KHzIF増幅器に適用する場合、実用
に供しうる帯域幅である。
に供しうる帯域幅である。
このように本考案によればIF増幅器に455KHz
のセラミツクフイルタのような帯域通過フイルタ
を使用する必要がない。従つてIF増幅器自体が
安価となり、また回路が簡単となるので回路装置
の小型化に寄与する。更にラテラルPNPトラン
ジスタは通常NPNトランジスタと同じプロセス
でIC化でき、しかもその構造上ベースと基板
（サブストレート）間の容量が大きいので、高い
Tで利得の十分とれるNPNトランジスタと同時
に作つてもTは低く、不都合は生じない。また本
考案によれば高域部分での周波数特性はラテラル
PNPトランジスタによつて支配されるので、直
流帰還増幅器の位相回転はラテラルPNPトラン
ジスタにのみ支配される。このため直結増幅器で
特に問題となる高域での発振が原理的に起こりに
くい。また本実施例における直流帰還増幅器３１
のように途中にラテラルPNPトランジスタ３２
を入れた回路では、ラテラルPNPトランジスタ
３２がレベルシフトの機能を兼ねている。従つて
特にレベルシフト回路を追加することなく低電源
電圧の動作が可能であり、ICとしての回路構成
的にも優れた増幅器を構成することができる。
のセラミツクフイルタのような帯域通過フイルタ
を使用する必要がない。従つてIF増幅器自体が
安価となり、また回路が簡単となるので回路装置
の小型化に寄与する。更にラテラルPNPトラン
ジスタは通常NPNトランジスタと同じプロセス
でIC化でき、しかもその構造上ベースと基板
（サブストレート）間の容量が大きいので、高い
Tで利得の十分とれるNPNトランジスタと同時
に作つてもTは低く、不都合は生じない。また本
考案によれば高域部分での周波数特性はラテラル
PNPトランジスタによつて支配されるので、直
流帰還増幅器の位相回転はラテラルPNPトラン
ジスタにのみ支配される。このため直結増幅器で
特に問題となる高域での発振が原理的に起こりに
くい。また本実施例における直流帰還増幅器３１
のように途中にラテラルPNPトランジスタ３２
を入れた回路では、ラテラルPNPトランジスタ
３２がレベルシフトの機能を兼ねている。従つて
特にレベルシフト回路を追加することなく低電源
電圧の動作が可能であり、ICとしての回路構成
的にも優れた増幅器を構成することができる。
なお本実施例では直流帰還増幅器に各１個のラ
テラルPNPトランジスタを用いたが、複数個の
ラテラルPNPトランジスタで増幅回路を構成す
ることも可能である。
テラルPNPトランジスタを用いたが、複数個の
ラテラルPNPトランジスタで増幅回路を構成す
ることも可能である。
第１図は従来用いられてきたIF増幅器の回路
図、第２図はこのIF増幅器の周波数特性を説明
するための特性図、第３図は本考案の一実施例に
おけるIF増幅器の回路図、第４図はこのIF増幅
器の周波数特性を説明するための特性図である。 ３１，３８……直流帰還増幅器、３２……ラテ
ラルPNPトランジスタ、３９……段間カツプリ
ングコンデンサ。
図、第２図はこのIF増幅器の周波数特性を説明
するための特性図、第３図は本考案の一実施例に
おけるIF増幅器の回路図、第４図はこのIF増幅
器の周波数特性を説明するための特性図である。 ３１，３８……直流帰還増幅器、３２……ラテ
ラルPNPトランジスタ、３９……段間カツプリ
ングコンデンサ。
Claims (1)
- 直流帰還増幅器を縦続接続して成る増幅器にお
いて、これら複数の直流帰還増幅器の直流帰還路
に交流帰還を遮断するための第１のコンデンサを
接続し、かつこれら複数の直流帰還増幅器のうち
の少なくとも１つの直流帰還増幅器を、少なくと
も１つのラテラルPNPトランジスタを用いた複
数の増幅用トランジスタの直流結合で構成し、こ
れらの直流帰還増幅器の段間に低域阻止用の第２
のコンデンサを介在させ、該第２のコンデンサと
該第２のコンデンサの後段に接続される直流帰還
増幅器の入力インピーダンスとによつて高域通過
フイルタを構成し、低周波帯域で所望の動作を行
なうことを特徴とする中間周波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11835379U JPS6340903Y2 (ja) | 1979-08-28 | 1979-08-28 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11835379U JPS6340903Y2 (ja) | 1979-08-28 | 1979-08-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5637508U JPS5637508U (ja) | 1981-04-09 |
| JPS6340903Y2 true JPS6340903Y2 (ja) | 1988-10-26 |
Family
ID=29350558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11835379U Expired JPS6340903Y2 (ja) | 1979-08-28 | 1979-08-28 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6340903Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008099337A (ja) * | 2001-02-22 | 2008-04-24 | Niigata Seimitsu Kk | Ｆｅｔ帯域増幅器 |
-
1979
- 1979-08-28 JP JP11835379U patent/JPS6340903Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5637508U (ja) | 1981-04-09 |
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