JPH01295665A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はいわゆる昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し
、特に、乾電池１．２本を直流電源とし、その電圧が極
めて低くても動作可能のＤＣ−ＤＣコンバータに関する
。

〔従来の技術〕

乾電池を電源とするポータプル機器に右いては、小形、
軽量化のため使用する電池の本数は極力少ないことが望
まれる。またこの機器を少ない電池本数で、できる限り
長時間動作させるためには、電池電圧が下がった場合に
もその機器が動作し得るようにする必要がある。従って
このような機器に組み込まれた安定化電源回路としての
ＤＣ−ＤＣコンバータは電源電池電圧の下限まで極力広
い動作範囲を持つことが必要である。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、電源電池電圧を入力源
として動作し開閉駆動信号を出力する定電圧制御用ＩＣ
と、この開閉駆動信号を受けて電池電圧を繰り返し開閉
して交流を出力するチョッパと、その交流を昇圧する昇
圧コイルと、その昇圧された交流を整流して平滑化する
整流平滑回路とで構成されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記従来のＤＣ−ＤＣコンバータにあっ
ては、開閉駆動信号を出力する定電圧制御用ＩＣの動作
下限が２〜２．５■で、充分低くはなく、この電圧以下
では動作不能であることから、開閉駆動信号が発生せず
、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作しないので、従って電池
本数の削減にも限界があった。

そこで本発明の課題は、上記のような定電圧制御部を有
する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用され、低い電源
電池電圧でも動作し所定のデニーティ比のドライブパル
スを出力する起動パルス発生回路を設けζコンバータの
起動時にはこのドライブパルスをチョッパに与えて直流
出力電圧を予め立ち上げ、この立ち上げ後にその１流出
力電圧を以て動作する定電圧制御部からのドライブパル
スを上記チョッパに切り換えて与えることにより、動作
可峻電圧の下限値を大幅に低くしたＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題解決のために講じた技術的手段は、直流電源電
圧（入力電圧Ｅｉなど）を入力源とし、第１の電圧値（
電圧値Ｅ１など）が動作下限で所定のデニーティ比の第
１の開閉駆動信号（ドライブパルスＰＩなど）を出力す
る第１の駆動信号発生手段（起動パルス発生回路３など
）を新たに付加し、第１の電圧値以上の第２の電圧値（
電圧値Ｅ２など）が動作下限で直流出力電圧（出力電圧
Ｅｏなど）を入力源とし、該直流出力電圧を検出しつつ
これを定常電圧値（電圧値Ｅ３など）に維持すべき第２
の開閉駆動信号（ドライブパルスＰ２など）を出力する
第２の駆動信号発生手段（制８Ｂ回路４など）と、直流
出力電圧が少なくとも第２の電圧値まで立ち上がる以前
には第１の開閉駆動信号を、またこの立ち上がりの後に
は第２の開閉駆動信号を、それぞれ開閉手段（スイッチ
ングトランジスタｌＯなど）に切り換えて与える駆動信
号切換手段（電圧検出切換回路６など）と、を備えたも
のである。

本発明は、上記各手段に加えて、直流出力電圧の消失に
受動して前記第１の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手
段（ダイオードＤなど）をも包含する。また、昇圧手段
がトランス（トランス２２）の場合には、直流電源電圧
に基づく所定電圧値を直流出力電圧側に投入する電圧投
入手段（起動スイッチＳＷなど）をも包含する。

〔作用〕

かかる手段によれば、直流電源電圧が投入され、その電
圧が第２の電圧値以下の低い第１の電圧値に達すると、
第２の駆動信号発生手段は未だ動作しないが、第１の駆
動信号発生手段が動作し、第１の開閉駆動信号が駆動信
号切換手段を介して開閉手段に供給される。これにより
直流電源電圧がその開閉手段の開閉動作によって交流化
され、その交流は昇圧手段で昇圧された後、昇圧された
交流は交直変換手段で整流平滑化されて直流出力電圧が
現れる。この直流出力電圧は所定のデユーティ比の第１
の開閉駆動信号に基づいて得られるので、直流電源電圧
の立ち上がりに応じて上昇する。直流出力電圧が第２の
電圧値に達すると、この直流出力電圧を入力源とする第
２の駆動信号発生手段が動作を開始して第２の開閉駆動
信号を発生し、駆動信号切換手段の切換動作によって今
度は、第２の開閉駆動信号が開閉手段に与えられ、これ
に基づいて直流出力電圧が定常電圧値に維持制御される
こととなる。

直流電源電圧が第２の駆動信号発生手段を動作可能とす
る第２の電圧値以下のときでも、それより低い第１の電
圧値に達しているときには、第１の開閉駆動信号に基づ
いて、直流出力電圧を第２の電圧値以上に立ち上げ、こ
れにより、立ち上げられる直流出力電圧をフィードバッ
クして入力源とする第２の駆動信号発生手段が支障なく
第２の開閉駆動信号を発生させ、これが直流出力電圧を
定電圧制御するので、低い第１の電圧値を動作下限とし
、動作範囲の広いＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。

また第２の駆動信号発生手段が一度動作を開始すると、
直流電源電圧が下がって来ても、第２の駆動信号発生手
段は直流出力電圧の定常電圧値を受は続けるから、直流
電源電圧が開閉手段等の動作人力下限値等に降下するま
で、直流出力電圧が定常電圧値で推移するので、直流電
源電圧が第１の電圧値以下でも、ある程度定常動作が持
続する。

また、出力短絡が発生すると直流出力電圧が消失し第１
の開閉駆動信号により開閉手段が駆動されることになる
が、この第１の開閉駆動信号は信号吸収手段により吸収
されるので、開閉手段は開状態にされ、出力短絡による
過電流破壊から保護される。

さらに、昇圧手段にトランスを用いた場合、信号吸収手
段があると直流出力電圧が発生せずそのままでは起動し
ないので、電圧投入手段を設けて起動可能としている。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。

第１図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１実
施例を示すブロック回路図である。

図中、Ｏｌは乾電池などの直流電源で、同図回路の動作
可能な直流電源電圧（入力電圧）Ｅｉの下限としては例
えば１．８Ｖ程度までもの低電圧を見込むものとする。

１５はチ目ツバ式の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータを構成す
るりアクドル（昇圧コイル）、１０は直流電源Ｏ１から
リアクトル１５を介して供給される電流を繰り返し断続
するチョッパのスイッチングトランジスタで、便宜上り
アクドル１５と接地間に図示しである。１１はスイッチ
ングトランジスタ１０のオフ時にリアクトル１５に゛発
生する交流電圧を整流する整流ダイオード（整流回路）
、１２はその脈流電圧を平滑化し直流出力電圧（出力電
圧）Ｅｏを得る平滑コンデンサ（平滑回路）である。

４は出力電圧Ｅｏを入力源として動作下限Ｅ。

（例えば２．５Ｖ）以上で動作する制御回路であり、定
電圧制御用ＩＣなどからなる。この制御回路４は出力電
圧Ｅｏを分圧抵抗１３．１４を介して検出し、その出力
電圧Ｅｏを定常電圧値Ｅ３（例えば５Ｖ）に保つような
可変デニーティ比ＴＯＮ／Ｔ（後述）のドライブパルス
Ｐ２を出力するものである。

３は制御回路４の動作下限Ｅ、より低い動作下限Ｅ＋’
（例えば１．８　Ｖ　）を有し、入力電圧Ｅｉを入力源
として動作する起動パルス発生回路で、所定のデニーテ
ィ比のドライブパルスＰＩを出力するものである。

５はドライブパルスＰＩまたはＰ２を選択してスイッチ
ングトランジスタ１０のベース已に与えるドライブパル
ス選択回路である。

６は出力電圧ＥＯを検出しドライブパルス選択口ｌＳ５
及び起動パルス発生回路３の動作を切り換える電圧検出
切換回路である。

第２図はドライブパルスＰＩまたはＰ２の波形例を示し
、ＴはドライブパルスＰＩまたはＰ２の繰り返されるパ
ルス周期、ＴＯＮはその周期Ｔ内においてスイッチング
トランジスタ１０をオンとするパルス持続時間、ＴＯＦ
Ｆはそれをオフとするパルス休止時間で、デニーティ比
は’ｌ’ＯＮ／Ｔで与えられ゛る。

次に、上記実施例の作用効果を第３図を参照しつつ説明
する。

まず、ＤＣ−ＤＣコンバータに電源スィッチ（図示せず
）を介して入力電圧Ｅｉが投入されると、入力電圧Ｅｉ
は電源Ｏ１の内部抵抗と平滑コンデンサ１２の容量等で
定まる時定数にしたがい立ち上がる。入力電圧Ｅｉが起
動パルス発生回路３の動作下限電圧値Ｅ、（１，８Ｖ）
未満の場合は、起動パルス発生回路３及び制御回路４も
動作しないが、電源Ｏ１の起電力があるときは入力電圧
Ｅｉは下限電圧！ＩＥ、（１，８Ｖ）　に達ｔ６゜ 入力端子Ｅｉが下限電圧値Ｅ＋（１，８Ｖ）になると、
起動パルス発生回路３が動作開始し、ある固定されたデ
ユーティ比Ｔｏｗ　／　ＴのドライブパルスＰｌを発生
する。　このドライブパルスｐｔはドライブパルス選択
回路５を介してスイッチングトランジスタ１００ペース
Ｂに供給され、そのデユーティ比Ｔｏｓ／Ｔと入力端子
Ｅｉの値によって入力電圧Ｅｉを昇圧した出力電圧Ｅｏ
が得られる。即ち、で与えられる。

ドライブパルスｐｔの発生後、出力電圧Ｅｏが下限電圧
値Ｅ！（２，５Ｖ）に達すると、制御回路４が動作を開
始すると共に、電圧検出切換回路６の動作によりドライ
ブパルス選択回路５が切り換えられ、制御回路４からの
ドライブパルスＰ２がドライブパルスＰ】に代わってス
イッチングトランジスタｌＯのベースに供給される。こ
のドライブパルスＰ２に基づき、上記（１）、　　（２
）式で与えられる出力電圧Ｅｏが若干昇圧された後、定
常電圧値Ｅ、　（例えば５Ｖ）にて定常維持される。と
ころで、制御回路４の動作開始後には、電源電力の消費
を抑制するために、電圧検出切換口１６の出力により起
動パルス発生回路３の動作を停止させても良いが、ただ
この停止はドライブパルス選択回路５が切り換わりた後
になるようにする。

このように、実質的にコンバータの定常動作は、入力端
子Ｅｉが制御回路４の動作下限電圧値Ｅ。

（２，５Ｖ　）より低い起動パルス発生回路３の動作下
限電圧値Ｅ＋（１，８Ｖ）で開始されるが、逆に電源電
力が相当消費して入力端子Ｅｉが低下する過程を考察す
るに、入力電圧Ｅｉが電圧値Ｅ、（２，５Ｖ）以下にな
ると、従来のコンバータであれば動作停止するが、上記
実施例における制御口ｖｓ４は出力電圧Ｅｏを入力源と
しており、入力電圧Ｅｉの低下分を打ち消すようにドラ
イブパルスＰ２のデユーティ比７’ＯＮ／Ｔが増大する
ので、出力電圧Ｅｏはそのまま定常電圧値Ｅｓ（５Ｖ）
に保たれている。更に、入力電圧Ｅｉが下降して電圧値
Ｅｌ（１，８Ｖ）以下になっても、　ドライブパルスＰ
２のデユーティ比’ｌ’ＯＮ　／　Ｔが限りなくｌに近
づき、昇圧率が無限大になるので、理論的には定常電圧
値Ｅ、（１，８Ｖ）を得ることができるが、例えばスイ
ッチングトランジスタｌＯの入力動作下限値（しきい値
）より入力電圧Ｅｉが低くなると、　もはやスイッチン
グトランジスタｌＯ自体が動作しないので、その時点で
定常動作が断たれる。

第３図に示す入力端子Ｅｉの経時的変化は、電源投入時
のピーク値が電圧値Ｅバ２．５Ｖ）を超えている電源を
連続動作させた場合のものであるが、従来のコンバータ
では定常動作期間Ｔ１となるものの、本実施例において
はほぼ電圧値Ｅｉ（２，５Ｖ）以下の下降時間Ｔ、を加
えた定常動作期間Ｔ、となり、はぼ下降時間Ｔ、だけ定
常動作が延長される。また、ピーク値が電圧値Ｅｌ（１
，８Ｖ）を超えるものの、電圧値（２，５Ｖ　）に達し
ない電源の場合には、従来のコンバータによれば全く動
作しないが、上記実施例にあっては動作可能であり、−
旦起動すれば入力電圧Ｅｉがスイッチングトランジスタ
１０等のしきい値に下降するまで動作し続けることにな
る。

また、直流電源０１を電池で構成した場合、その電圧が
低下して来ても、−変電源をオフにすると、再び電圧値
がかなり回復するのが通例であるので、この電池特性を
最大限に活用することができる。

第４図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第２実
施例を示すブロック回路図である。尚、第４図において
第１図に示す部分と同一部分には同一参照符号を付し、
その説明を省略する。

この実施例のうち第１実施例と異なる点は、出力端子２
０と接地間に接続される負荷が短絡したとき、これによ
るスイッチングトランジスタｌＯの破壊を防止するため
に、スイッチングトランジスタｌＯのベースＢと出力端
子２０との間に、信号吸収手段としてのダイオードＤを
設けたところにある。

本実施例の場合、ダイオードＤのアノードはスイッチン
グトランジスタ１００ベース已に接続され、七のカソー
ドは出力端子２０に接続されている。

今、コンバータが定常動作中に、出力端子２０が何らか
の原因で接地（負荷短絡）したとき、出力電圧Ｅｏが接
地電圧（Ｏｖ）まで低下する。この出力電圧Ｅｏの低下
（消失）によって制御回路４の動作が停止し、　ドライ
ブパルスＰ２が発生しなくなり、　ドライブパルスＰ１
がドライブパルス選択回路５を介してスイッチングトラ
ンジスタ１０に代わって与えられるが、ダイオードＤの
カソード電圧はＯｖであるから、ダイオードＤが導通し
、代替的にスイッチングトランジスタ１００ベースＢに
与えられたドライブパルスＰＩがダイオードＤを介して
逃げ、これによりスイッチングトランジスタ１０が完全
に遮断され、負荷短絡に伴うスイッチングトランジスタ
１０の過電流による破壊が防止される。尚、この実施例
において、信号吸収手段としてのダイオードＤのしきい
値ｖＰをスイッチングトランジスタｌＯのベース・エミ
ッタ電圧ＶＢ！より低い値に設定するため、ダイオード
Ｄはしきい値のＶＦの小さなショットキバリアダイオー
ドとすることが望ましい。また、定常状態ではダイオー
ドＤは非導通であるので、消費電力は増加しない利点が
ある。

第５図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの１３実
施例を示すブロック回路図である。この実施例において
も信号吸収手段としてのダイオードＤが使用されている
。第２実施例と異なる点はダイオードＤがＩＣ化された
起動パルス発生回路３内に設けられているところにある
。即ち、起動パルス発生回路３は、入力端子Ｅｉを入力
源とするパルス発振器３ａとそのパルスをドライブパル
スＰＩとして増幅出力するＮＰＮ　）ランジスタＴｒ、
、　　Ｔｒ、の出力部とから構成寄れており、ダイオー
ドＤはＮＰＮ）ランジスタＴｒ、のベースＢと出力端子
２０との間に接続されている。本実施例においては、ダ
イオードＤのアノードはＮＰＮ）ランジスタＴｒ、のベ
ース已に接続され、そのカソードは出力端子２０に接続
されている。ＩＣ内のトランジスタＴｒ、のサイズはチ
ョッパとしてのスイッチングトランジスタＩＯのそれに
比して極めて小型であるので、ダイオードＤの接合面積
をトランジスタＴｒ、のエミッタ面積より大きくするこ
とが容易となり、ダイオードＤの順方向電圧をトランジ
スタＴｒ１のベース・エミッタ間電圧より小さくするこ
とが、ダイオードＤとしてショットキバリアダイオード
に限らず、通常の接合型ダイオードを用いても充分可能
である。従って、回路のＩＣ化に際し集積し易く有利で
ある。

第６図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第４実施
例を示すブロック図である。尚、第６図にふいて第５図
に示す部分と同一部分には同一参照符号を付し、その説
明を省略する。この実施例は昇圧子役としてトランス２
２を用いフライバック回路としたＤＣ−ＤＣコンバータ
である。

負荷短絡により出力電圧ＥＯが接地電圧まで下がると、
ダイオードＤが導通し、パルス発振器３ａからのパルス
が吸収されるので、スイッチングトランジスタ１０が完
全に遮断し、出力電圧ＥＯが出力されないが、一方負荷
短絡が解消され、ＤＣ−ＤＣコンバータを再起動する場
合、入力端子Ｅｉが投入されてもダイオードＤが引き続
き導通状態にあるので、パルス発振器３ａからのパルス
がダイオードＤを介して逃がされてしまい、再起動不可
能である。そこで、この実施例においては、直流電源旧
と出力端子２０との間に電圧投入手段としての起動スイ
ッチＳＷと抵抗Ｒとが直列接続されている。起動時に起
動スイッチＳＷを一瞬閉成すると、直流電源０１から抵
抗Ｒを介して電圧（例えば０．１〜０，４Ｖ）が出力端
子２０に出力電圧Ｅｏとして印加され、ダイオードＤは
逆方向電圧が印加して非導通とされる。これによりパル
ス発振器３ａで発生するパルスがＮＰＮ　）ランジスタ
Ｔｒ、のベースＢに入力されるので、起動パルス発生回
路３カラドライブパルスｐｔが　ドライブパルス選択回
路５を介してスイッチングトランジスタｌＯのベース已
に供給され、コンバータが起動される。そして、起動後
は起動スイッチＳＷは開成される。このように、昇圧子
役がトランスのＤＣ−ＤＣコンバータにおいては起動ス
イッチＳＷを付加することにより、起動が可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、定常電圧値を維持すべ
き第２の開閉駆動信号を出力する第２の駆動信号発生手
段の外に、第２の駆動信号発生手段の動作下限の′！Ｊ
２電圧値より低い第１の電圧値を動作下限とし、第１の
開閉駆動信号を出力する第１の駆動信号発生手段を設け
、また第２の駆動信号発生手段の入力源を直流電源電圧
とせず、直流出力電圧とし、更に起動時には第１の開閉
駆動信号を、直流出力電圧が第２電圧値に昇圧された後
に右いては第２の開閉駆動信号を、それぞれ切り換えて
開閉手段に与える駆動信号切換手段を備える点に特徴を
有するものであるから、次の効果を奏する。

■電源入力電圧についての動作電圧下限を極めて低くす
ることができ、コンバータの入力動作範囲が広くなり、
また例えば電源電池の本数を少なくすることができる。

更に、起電力が低下しても動作するので、電源電池等の
長時間使用が可能となり、従来のものでは使用不能とな
った電池からも電力をより多く引き出し活用することが
できる。

■上記手段に加えて、直流出力電圧の消失に受動して第
１の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手段を備える場合
には、開閉手段の動作を完全に停止でき、負荷短絡に伴
う開閉手段の破壊を防止できる。信号吸収手段が能動す
るのではなく、受動するものであるから、定常状態にお
ける信号吸収手段自体の電力消費をなすくことができる
。

■更に、昇圧手段がトランスである場合で、上記手段に
加えて、直流電源電圧に基づく所定電圧値を直流出力電
圧側に投入する電圧投入手段を備えるときには、上記信
号吸収手段の吸収作用を解除できるので、この種のコン
バータの起動を可能にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１実
施例を示すブロック回路図である。 第２図は、同実施例におけるドライブパルスＰ１．　　
Ｐ２のデューティ比を説明する波形図である。 第３図は、同実施例における入力電圧Ｅｉの推移を示す
グラフ図である。 第４図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第２実
施例を示すブロック回路図である。 第５図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第３実
施例を示すブロック回路図である。 第６図は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第４実
施例を示すブロック回路図である。 ロー・・直流電源、Ｅｉ　　・入力電圧、ＥＯ・・・・
出力電圧、３・・・・・起動パルス発生回路、４・・・
・・制御回路、５・・・・・ドライブパルス選択回路、
６・電圧検出切換回路、ｌＯ・・スイッチングトラン、
ジスタ、１１・・・・整流ダイオード、１２−・・平滑
コンデンサ、１５・・・・・・リアクトル、Ｐｌ、　　
Ｐ２・・・・・ドライブパルス、Ｔ・・・・・・パルス
周期、ＴＯＮ・・オン時間、ＴＯＦＦｏ・・オフ時間、
Ｅ、　　起動パルス発生回路の動作下限電圧値、Ｅ２・
・・制御回路の動作下限電圧値、Ｅａ・・・・出力電圧
の定常電圧値、２０・・　出力端子、Ｄ・・・信号吸収
手段としてのダイオード、３ａ・・・・パルス発振器、
Ｔｒ、、　Ｔｒ、・・・ＮＰＮトランジスタ、ＳＷ・・
・・・・電圧投入手段としての起動へ 歩 ＠倒−嘴 オン時間　オフ時間 パルス周期 第２図 を経過時刻 第３図 ｗ倒ＩＩＦ＠ ｍｐＡ＊瞬 慣■１−＠

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）開閉駆動信号に基づき繰り返し開閉して直流電源電
   圧を交流に変換する開閉手段と、その交流を昇圧する昇
   圧手段と、その昇圧された交流を整流平滑化して直流出
   力電圧に変換する交直変換手段とを含むＤＣ−ＤＣコン
   バータであって、 前記直流電源電圧を入力源とし、第１の電圧値が動作下
   限で所定のデューティ比の第１の開閉駆動信号を出力す
   る第１の駆動信号発生手段と、前記直流出力電圧を入力
   源とし、第１の電圧値以上の第２の電圧値が動作下限で
   、該直流出力電圧を検出しつつこれを定常電圧値に維持
   すべき第２の開閉駆動信号を出力する第２の駆動信号発
   生手段と、 前記直流出力電圧が少なくとも第２の電圧値まで立ち上
   がる以前には第１の開閉駆動信号を、またこの立ち上が
   りの後には第２の開閉駆動信号を、それぞれ前記開閉手
   段に切り換えて与える駆動信号切換手段と、 を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 ２）前記直流出力電圧の消失に受動して前記第１の開閉
   駆動信号を吸収する信号吸収手段を備えたことを特徴と
   する請求項第１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 ３）前記昇圧手段がトランスで、前記直流電源電圧に基
   づく所定電圧値を前記直流出力電圧側に投入する電圧投
   入手段を備えたことを特徴とする請求項第２項に記載の
   ＤＣ−ＤＣコンバータ。