JPH01298873A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラウン管のアノードに加える高圧出力電圧
をいわゆるパルス幅制御によって安定化する高圧発生回
路に関するものである。

〔従来の技術〕

第８図には従来の高圧発生回路が示されている。

この高圧発生回路は水平偏向出力回路１と、フライバッ
クトランス２とを備えている。

水平偏向出力回路ｌは、水平出力トランジスタ４と、ダ
ンパーダイオード５と、共振コンデンサ６と、水平偏向
コイル７と、８字補正コンデンサ８とからなる。水平出
力トランジスタ４は水平ドライブ回路から送られてくる
電圧パルスを受けてスイッチング作用を行い、ダンパー
ダイオード５との協同によって水平偏向コイル７に鋸歯
状波電流を加える。その一方において、共振コンデンサ
６と水平偏向コイル７はその共振作用によってフライバ
ックパルスを発生させ、これをフライバックトランス２
に加える。

フライバックトランス２はコア１０に低圧コイル１１と
高圧コイル１２を巻装したものからなり、低圧コイル１
１の一端は水平出力トランジスタ４のコレクタ側に接続
され、また、同コイル１１の他端は入力型ａｇ１３に接
続されている。そして、高圧コイル１２の高圧側は高圧
整流ダイオード１４を介してブラウン管１５のアノード
１６に接続され、同コイル１２の他端はＡ　Ｂ　Ｌ　（
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｂｒｉｇｈｔｎｅｓｓ　Ｌｉａ＋
１ｔｅｒ）側に接続されている。このフライバックトラ
ンス２は水平偏向出力回路１から加えられるフライバッ
クパルスを昇圧してその昇圧出力（高圧出力電圧）をブ
ラウン管１５のアノード１６に加えるものである。

一般に、高圧コイル１２を第８図〜第１０図に示すよう
にダイオード１７を介して多層に積層巻きし、各層間の
コイルを同一巻数、同一巻幅、同一巻線ピッチで巻き、
かつ、各層の巻き終りと次の層の巻き始めとを前記ダイ
オード１７で同一極性にすれば、交流的には各層のコイ
ル間で電位差が零となる。したがって、各層間の絶縁処
理は直流の電位差だけを考えればよく、誘電体損による
発熱を考慮する必要がないから、その絶縁処理は容易と
なる。

また、前記のように高圧コイル１２を多層巻きにすれば
、低圧コイル１１と高圧コイル１２との絶縁距離を他の
セクション巻きコイル等と比較して小さくできるから、
コイル最外層の仕上り外径も小さくできる。その結果と
して、第１１図に示すように、高圧コイル１２のリーケ
ージインダクタンスを小さくできるという利点があり、
かかる理由から、同コイル１２を多層巻きタイプとした
フライバックトランス２が広く使用されている。

ところが、第１１図に示すように、高圧コイル１２を多
層巻き（積層巻き）にしただけでは同コイル１２からブ
ラウン管１５のアノード１６に流れる高圧電流Ｉｎが０
〜２００μＡの範囲で急激に変動し、好ましくない現象
が生じる。そこで、近年においては、第８図に示すよう
に、高圧出力側（ブラウン管１５のアノード側）とアー
ス間に固定抵抗器１８と可変抵抗器２０とを直列に配置
し、高圧出力電流Ｉ８の約１０％の電流を分流し、第１
２図に示すように、前記高圧出力電流の急変動を防止し
ている。

すなわち、第１１図および第１２図に示す特性図におい
て、高圧電流Ｉ　１１の可変設定範囲が０〜１０００μ
Ａの範囲に設定されているとすれば、高圧電流１、の分
流手段を講じない場合、出力インピーダ７．２．　Ｚ　
ｏ　ｔは第１１図からｚｏ、＝　（２７−２５）　ＫＶ
／１０００μＡ＝２ＭΩとなる。これに対し、■工の分
流手段を講じれば、出力インピーダンス２０２は第１２
図から、Ｚｏｚ＝　（２６，１２４，９）　ＫＶ／１０
００μＡ＝１．２ＭΩとなり、出力インピーダンスのか
なり大幅な改善が図られたことになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、今日においては、ブラウン管１５の画質
に対する高精細化の要請がますます強くなり、出力イン
ピーダンスを更に小さくすることが望まれている。しか
も、その出力インピーダンスを低下させる場合、電力損
失を伴わない手段が強く望まれ、前記のように、固定抵
抗器１８と可変抵抗器２０を介して夏、の分流を図る方
法は、かかる要望にすでに応えられなくなっており、も
はや市場に受は入れられなくなりつつある。

本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的
は、電力損失を伴うことなく出力インピーダンスの大幅
な低下、換言すれば、高圧電流の変化に対して高圧電圧
の安定化、を図ることができる高圧発生装置を提供する
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するため、次のように構成され
ている。すなわち、本発明は、水平偏向出力回路から加
えられるフライバックパルスをフライバックトランスで
昇圧し、高圧出力電圧を同トランスを構成する高圧コイ
ルの高圧側からブラウン管のアノードに加える高圧発生
回路において、フライバックトランスのコアに巻装され
加算電圧を発生する加算電圧発生コイルと、帰線期間の
ほぼ始点位置から立ち上がり帰線期間のほぼ終点の位置
をピーク値とする一定波形の三角波電圧を発生させる基
準電圧発生回路と、高圧出力電圧の変化を該高圧出力電
圧又は高圧出力電流を取り出して検出する電圧検出部と
、この電圧検出部が検出した検出電圧と前記基準電圧発
生回路の三角波電圧とを比較し該三角波電圧が前記検出
電圧を越える区間で矩形の制御信号を出力する比較増幅
器と、前記検出電圧が三角波の始点位置の電圧とピーク
値の電圧との間にあるときにはこの比較増幅器から加え
られる制御信号のうち矩形の立上り位置から帰線期間の
終点までの区間でゲートを開き前記加算電圧発生コイル
で発生した加算電圧をフライバックトランスの高圧コイ
ル側に加えるスイッチング回路と、前記検出電圧が三角
波の始点位置の電圧よりも低下したときには前記加算電
圧のパルス波形のほぼピーク位置の短い区間で前記スイ
ッチング回路にゲートを開かせるスイッチング動作制御
回路と、を有することを特徴として構成されている。

〔作用〕

上記のように構成されている本発明において、ブラウン
管のアノードへ高圧出力電流が流れて高圧出力電圧が低
下すると電圧検出部で検出される電圧も小さくなる。し
たがって、比較増幅器でその検出電圧と三角波電圧とを
比較した場合、検出電圧が三角波の始点位置の電圧とピ
ーク位置の電圧との間に在るときには、検出電圧のレベ
ルが低下すればそれだけ検出電圧を超える三角波電圧の
区間が大きくなる。これに伴い、比較増幅器から出力さ
れる制御信号の矩形の幅が大きくなるから、スイッチン
グ回路のゲートを開く期間が長くなり、高圧コイルに加
えられる加算電圧も大きくなるので、高圧出力電圧を安
定する方向に制御が行われる。

また、検出電圧が三角波の始点位置の電圧よりも低下し
たときには、スイッチング動作制御回路が駆動し、加算
電圧パルス波形のほぼピーク位置の短い区間でスイッチ
ング回路にゲートを開かせる。この結果、当該加算電圧
パルスの最大波高成分が効率よく高圧コイルに加えられ
、高圧出方電圧を安定化する方向に制御が行われるので
ある。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。なお
、本実施例の説明において、従来例と同一の回路部分に
は同一符号を付し、その重複説明を省略する。

第１図には本発明の一実施例を示す回路構成が示されて
いる。

本実施例が従来例と異なる特徴的なことは、基準電圧発
生回路３と、電圧検出部９と、加算電圧発生コイル２１
と、比較増幅器２２と、スイッチング回路２３と、スイ
ッチング動作制御回路３９とが設けられていることであ
る。

前記加算電圧発生コイル２１は、フライバックトランス
２のコア１０に他のコイルと絶縁して巻装されるもので
、そのコイル２１の巻き始め端側には人力タップ１９が
設けられており、また、同コイル２１の出力端側（巻き
終り側）には出力タップ２４が設けられている。この出
力タップ２４は、同コイル２１で発生した加算電圧を出
力するものである。

一方、高圧コイル１２の高圧側（高圧整流ダイオード１
４のカソード側）には固定抵抗器２８の一端が接続され
、同抵抗器２８の他端側にはフォーカス出力調整用の可
変抵抗器ＶＲ，，スクリーン電圧調整用の可変抵抗器Ｖ
Ｒ，，高圧出力電圧調整用の可変抵抗器ＶＲ，が順に直
列接続されており、そのうち、固定抵抗器２８と可変抵
抗器ＶＲ，，ＶＲ８の部分はフォーカスパックの回路部
分となっており、また、可変抵抗器ＶＲ，は高圧出力電
圧Ｅ、の電圧検出部９を構成している。そして、可変抵
抗器ＶＲ，の他端側は基準電位（図ではアース側）に接
続されている。

前記可変抵抗器ＶＲ，はその摺動端子により高正出力電
圧Ｅｎを検出し、この検出電圧ｅ、を比較増幅器２２の
第１の入力端子に加えている。

前記基準電圧発生回路３は制御電圧発生コイル２５と、
整流器２６と、矩形波出力回路２７と、固定抵抗器２９
と、積分回路３１とからなり、前記矩形波出力回路２７
は増幅器３２とクリップ回路３３からなる。

制御電圧発生コイル２５はフライバックトランス２のコ
ア１０に他のコイルと絶縁させて低圧側に巻装され第２
図（ａ）に示すフライバックパルス波形の制御電圧ｅ２
を発生する。この制御電圧発生コイル２５の高圧側（巻
き終わり側）は基準電位（図ではアース側）に接続され
ており、同コイル２５の低圧側（巻き始め側）は固定抵
抗器２９を介して増幅器３２のマイナス側端子に接続さ
れている。なお、増幅器３２のプラス側端子は基準電位
（図ではアース側）に接続されており、また、増幅器３
２のプラス側端子とマイナス側端子間にはマイナス側端
子の方をカソード側にして整流器（図ではダイオード）
２６が接続されている。尚、増幅器３２の入力がトラン
ジスタのベースで構成されている場合は、そのトランジ
スタのベース−エミッタ間の等価ダイオードにより入力
波形を整流するので、整流器２６は不要となる。

前記整流器２６は制御電圧発生コイル２５で発生した電
圧ｅ２を整流して（負の成分をカットして）電圧ｅ、の
正の成分のみを増幅器３２の反転入力端、すなわち、マ
イナス側端子に入力する。増幅器３２はこの入力電圧を
増幅してその出力をクリップ回路３３へ加える。クリッ
プ回路３３は前記増幅器３２によって増幅された電圧波
形の頭部を切断し、第２図（ｂ）に示すように、帰線期
間Ｔ、をパルス幅とする矩形波（本件明細書では、矩形
波は長方形の波形ばかりでなく正方形の波形をも含む広
い意味で使用している）の電圧ｅ、を作り出し、これを
積分回路３１に加えている。この積分回路３１は、矩形
波電圧ｅｓを帰線期間Ｔｒの期間に亘って積分し、第２
図（ｃ）に示すように帰線期間の始点の位置を零とし、
同期間の終点の位置でピーク値となる右上がりの波形を
作り出す。この場合、帰線期間Ｔ、を越える範囲は積分
が行われないから、波形はピーク位置から放電（積分回
路のコンデンサからの放電）等により電圧波形は右下が
りとなり、全体的に帰線期間Ｔ、、の終点の位置でピー
クとなる三角波（鋸歯状波）の電圧ｅｓが作り出される
。この三角波の電圧波形はいずれの帰線期間Ｔ、におい
ても一定の形状を保つ。この三角波電圧ｅｓは比較増幅
器２２の第２の入力端子に加えられる。

比較増幅器２２は三角波電圧ｅｓと前記電圧検出部９の
可変抵抗器Ｖ□から加えられる検出電圧ｅ６とを比較し
く第２図（ｃ））　　、三角波電圧ｅｓが検出電圧ｅ６
を超える区間ΔＬだけ（図ではｔ３〜ｔｓの区間と１？
〜Ｌｌ（＋の区間）負（零を含む）の定電圧となり、そ
れ以外は走査期間をも含めて正の一定レベルの電圧とな
る制御信号ｅ７を反転増幅器５４に加える。そして、こ
の反転増幅器５４によって正負が反転された出力信号ｅ
、はスイッチング回路２３に加えられる。なお、本明細
書において、比較増幅器５４は三角波電圧ｅｓと検出電
圧ｅ、とを比較し、その差に対応する電圧を出力する機
能を備えた回路であれば名称の如何を問わずどのような
回路でもよく、例えば、差動増幅器、コンパレータ、演
算増幅器等、これらに準する各種の回路を包含する意味
で使用されている。

スイッチング回路２３は、ドライブトランジスタ３４と
、ダイオード３５．３６と、抵抗器３７．３８と、コン
デンサ４０と、駆動電源４１と、ドライブトランス４２
と、制御トランジスタ４３とからなる。ドライブトラン
ジスタ３４は、ベース側が反転増幅器５４の出力端に接
続され、また、エミッタ側は抵抗器３７およびコンデン
サ４０の一端側と駆動電源４１の負側との共通接続部に
接続されており、この共通接続部はさらに基準電位（図
ではアース側）に接続されている。前記抵抗器３７とコ
ンデンサ４０のそれぞれの他端側はダイオード３５のカ
ソード側に共通接続され、同ダイオード３５のアノード
側はドライブトランジスタ３４のコレクタとドライブト
ランス４２を構成する一次コイル４４の高圧側（巻き終
り側）との接続部に共通して接続されている。これら、
抵抗器３７と、コンデンサ４０と、ダイオード３５はス
ナバ回路を形成している。また、−次コイル４４の低圧
側（巻き始め側）は抵抗器３８を介して駆動電源４１の
正側に接続されている。

一方、ドライブトランス４２の二次コイル４５はその低
圧側（巻き始め側）が制御トランジスタ４３のベース側
に接続され、また、同コイル４５の高圧側（巻き終り側
）は制御トランジスタ４３のエミッタ側とダイオード３
６のアノード側との接続部に共通接続され、この共通接
続部はスイッチング回路２３の出力端となって多倍圧回
路４６の入力端に接続されている。制御トランジスタ４
３のコレクタ側はダイオード３６のカソード側に接続さ
れ、さらにこの両者４３．３６の接続部は加算電圧発生
コイル２１の出力タップ２４に接続されている。また、
加算電圧発生コイル２１の低圧側（巻き始め側）は入力
タップ１９を介してＡＢＬ側に通じている。

、４なお、前記ダイオード３６は制御トランジスタ４３
のエミッタ側からコレクタ側に逆向きの電流を流すため
のものであり、したがって、制御トランジスタ４３がバ
イポーラトランジスタ等、逆漏れ電流が流れる形式のト
ランジスタによって構成されるときには必ずしもダイオ
ード３６は必要でなく、これを省略できる。このスイッ
チング回路２３は制御信号ｅ７が零の電圧のとき、換言
すれば、反転増幅器５４からの出力信号Ｃ，が正の電圧
のとき、後述の所定期間ゲートを開いて第２図（ｍ）に
示すパルス電圧ｅｇｇを多倍圧回路４６に加えるもので
ある。

スイッチング回路２３の入力端側にはスイッチング動作
制御回路３９が接続されている。このスイッチング動作
制御回路３９は第１のトランジスタ４７と、第２のトラ
ンジスタ４８と、微分回路５０とからなる。この両トラ
ンジスタ４７．４８のコレクタ同志は前記ドライブトラ
ンジスタ３４のベース側に共通接続され、また、両トラ
ンジスタ４７．４８のエミッタ同志はドライブトランジ
スタ３４のエミッタ側に共通接続されている。そして、
第１のトランジスタ４７のベースは前記固定抵抗器２９
の出力端側に接続され、また、第２のトランジスタ４８
のベースは微分回路５０を介してクリップ回路３３の出
力端に接続されている。

前記多倍圧回路４６は第１から第３の各ダイオード５１
．５２．５３と第１から第３の各コンデンサ５５゜５６
、５７とによって構成されている。前記第１のダイオー
ド５１のアノード側は前記制御トランジスタ４３のエミ
ッタ側に接続されており、同ダイオード５１のカソード
側は第２のダイオード５２のアノード側に、同ダイオー
ド５２のカソード側は第３のダイオード５３のアノード
側にそれぞれ接続されてダイオードの直列接続体が形成
されており、この第３のダイオード５３のカソード側は
高圧コイル１２の低圧側に接続されている。

また、第１のコンデンサ５５の一端側は前記制御トラン
ジスタ４３のエミッタと第１のダイオード５１のアノー
ド側との共通接続部に接続され、同コンデンサ５５の他
端側は第２のダイオード５２のカソード側と第３のダイ
オード５３のアノード側との接続部に接続されている。

そして、第２のコンデンサ５６の一端側は第１のダイオ
ード５１のカソードと第２のダイオード５２のアノード
との接続部に接続されており、また、第３のコンデンサ
５７の一端側は第３のダイオード５３のカソード側に接
続されており、これら、第２のコンデンサ５６と第３の
コンデンサ５７との他端側は共にＡＢＬ側に接続されて
いる。また、このＡＢＬ側にはダイオード５８のアノー
ド側が接続され、同ダイオード５８のカソード側は第１
のダイオード５１と第２のダイオード５２との接続部又
は第２のダイオード５２と第３のダイオード５３との接
続部（第１図では第１のダイオード５１と第２のダイオ
ード５２との接続部）に接続される。

本実施例は上記のように構成されており、以下、高圧出
力電圧Ｅ、の安定化作用について説明する。

ブラウン管１５の輝度を上げると、アノード１６に高圧
電流ＩＮが流れ、高圧発生部の内部インピーダンス等に
より、高圧出力電圧Ｅ、が降下し、これに伴い電圧検出
部９で検出される電圧ｅ４も低下する。この検出電圧ｅ
、が低下すると第２図（Ｃ）に示すように、同検出電圧
ｅ、が積分回路３１で作り出される三角波電圧ｅ、のピ
ーク位置よりも下方に下がるから、帰線期間のΔ１．の
区間と帰線期間を越えたΔｔ２の区間で三角波電圧ｅ。

が検出電圧ｅ６を超える。第２図（Ｃ）ではｔ３〜ｔｓ
の期間で検出される検出電圧ｅ６よりもｔ７〜ｔｏｏの
期間で検出される検出電圧ｅ６の方が低下している場合
が示されており、検出電圧ｅ。

、つまり高圧出力電圧Ｅｎが低下すればするほどΔｔ（
ただし、Δｔ＝ΔＬ１＋Δｔｚ）の区間が広くなり、比
較増幅器２２から出力される制御信号ｅ、の負電圧（図
では零の電圧）の区間が広くなる（第２図（ｄ））。こ
の制御信号ｅ７は反転増幅器５４によって波形が反転さ
れ、その出力電圧ｅｌｌがスイッチング回路２３に加え
られる。　（この場合、ｅ？の波形を反転増幅器５４で
反転するとｅｌ、の波形（第２図（ｅ））となるが、ｔ
４〜ｔ、およびｔ９〜Ｌ、。の期間は走査期間Ｔｓに入
っているので、後述の如く、制御トランジスタ４３がカ
ットオフするので、結果的にはｅ８の波形の電圧がドラ
イブトランジスタ３４のベースに加えられる）以下、そ
の出力電圧ｅ、がスイッチング回路２３に加えられたと
きの回路動作を説明すると次のようになる。

まず、検出電圧ｅ、が三角波の電圧ｅｓの始点位置の電
圧（零電圧）とピーク値の電圧との間にあるときには、
帰線期間Ｔ１のも１〜Ｌ３の期間において、三角波電圧
ｅ、よりも検出電圧ｅ、の方が大きいから、反転増幅器
５４は零の電圧ｅｓをドライブトランジスタ３４のベー
スに印加する。この結果、ドライブトランジスタ３４は
カットオフとなり、同トランジスタ３４のコレクタ電圧
ｅ、。（第２図（ｊ））は正電圧となる。この結果、駆
動電源４１からドライブトランス４２の一次コイル４４
に電流が流れず、同トランス４２はオフ動作となり、こ
れに伴い制御トランジスタ４３のベース電圧ａｌｌ（第
２図（ｋ））は零となるので、制御トランジスタ４３は
カットオフしてゲートを閉じる。したがって、加算電圧
発生コイル２１から多倍圧回路４６に加算電圧ｅ＋ｚ（
第２図（ｍ））は加えられない。

次に、帰線期間Ｔｒのり、〜Ｌ、の区間では、三角波電
圧ｅ、よりも検出電圧ｅ６の方が小さいから、制御信号
ｅ、はり、で下方に立ち上がり（本明細書では立ち上が
るという用語は上方に立ち上がるばかりでなく下方に立
ち上がる（立ち下がる）場合も含めて使用している）零
電圧となり、これに伴い反転増幅器５４は正の電圧ｅ８
をドライブトランジスタ３４のベースに加える。この結
果、同トランジスタ３４はオン動作し、駆動電源４１か
ら一次コイル４４に電流が流れる。そして、二次コイル
４５を介して制御トランジスタ４３のベースに正のパル
スｅｌｌが印加され、同トランジスタ４３はオン状態と
なる。このとき、加算電圧発生コイル２１の出力端には
１０００　Ｖ前後のフライバックパルスｅ。

（第２図（１））が発生しており、この加算電圧ｅ１が
出力タップ２４から制御トランジスタ４３のコレクタに
印加されている。

したがって、このｔ、〜ｔ、の区間（Δｔ、の区間）で
トランジスタ４３がオンしてゲートを開くから、ｅｌの
その区間の波形部分の波高値電圧ｅ１□（第２図（ｍ）
）が同トランジスタ４３のゲートを通ってエミッタ側か
ら多倍圧回路４６に加えられる。

次に、ｔ、〜Ｌｓの区間では前記も、〜Ｌ４の区間の場
合と同様にｅｓ　＞ｅ、の関係が成り立ち、制御トラン
ジスタ４３のベースに正のパルスａｌｌが印加されるが
、このｔ４〜も％の区間は走査期間に入っているため、
同トランジスタ４３のコレクタ側は加算電圧ｅ、の負の
電圧成分Ｅ、が印加され、同トランジスタ４３はオフと
なりゲートを閉じる。したがって、同トランジスタ４３
のエミッタ側から多倍圧回路４６に加えられる電圧ｅｌ
！は零となる。

次に、ｔ、〜ｔ、の区間ではｅ、＞ｅｓの関係となり、
ドライブトランジスタ３４および制御トランジスタ４３
はカットオフとなり、同トランジスタ４３がゲートを閉
じるから、多倍圧回路４６に加えられる電圧ｅ１ｇは零
となる。

以上のように、検出電圧ｅ、が電圧ｅｓの三角波の零電
圧とピーク値の電圧との間にあるときには、スイッチン
グ回路２３は帰線期間内で制御信号ｅ、が零の電圧とな
る位置（正の電圧から零電圧に負の方向に立ち上がる位
置）から帰線期間の終点の位置までのΔ１．の区間での
みゲートを開き、フ更算電圧ｅ１のその区間の波形部分
の電圧ｅ１□を多倍圧回路４６に加えるのである。この
場合、高圧出力電圧Ｅａが低くなればそれだけΔｔ、の
幅が大きくなり、ゲートを開いている時間も長くなるか
ら、スイッチング回路２３から多倍圧回路４６に加えら
れる電圧ｅｌ！も大きくなる。

次に、検出電圧ｅ、が三角波電圧ｅ、のピーク値と等し
いか又はこれよりも大きいとき、つまり、高圧出力電圧
Ｅ、に電圧降下がないときはｅｓの三角波とｅ、とが交
叉することはないので、制御信号ｅ７のパルスは発生せ
ず、同信号ｅ７は帰線期間Ｔ、から走査期間ＴＨにかけ
て正の一定レベルの電圧となる。

この結果、反転増幅器５４からの出力電圧ｅ、は零とな
り、ドライブトランジスタ３４および制御トランジスタ
４３はカットオフして多倍圧回路４６に電圧ｅ＋ｚが加
えられることはない。

次に、検出電圧ｅ＆が三角波電圧ｅｓの三角波の始点位
置の電圧（零電圧）よりも低下したときは、ｅ、は帰線
期間と走査期間の全期間にかけて零電圧となるので、ｅ
８は正電圧（正の直流電圧）となり、高圧出力電圧Ｅ、
が大きく降下するにもかかわらず電圧ｅ＋ｚが多倍圧回
路４６に加えられないという不都合を生じる。

本実施例では、かかる不都合を第１のトランジスタ４７
を設けることによって次のように解消している。第３図
にはこの第１のトランジスタ４７を設けたときの各回路
部分の波形がｅ、く０の条件のもとで示されている。こ
のｅ６く０のもとでは、第１のトランジスタ４７のベー
ス側には固定抵抗器２９の出力端側から走査期間が正の
電圧で、帰線期間が零電圧となるパルスｅｇ　　（第２
図（ｉ））が印加されている。したがって、第１のトラ
ンジスタ４７は帰線期間Ｔ、でカットオフとなり、同ト
ランジスタのコレクタ電圧は正電圧となる。つまり、ド
ライブトランジスタ３４のベースには帰線期間Ｔ７で正
となるパルスＣ６が印加されることとなり、その結果、
同ドライブトランジスタ３４はオン動作して帰線期間の
全期間にかけてゲートを開く。

一方、このとき、制御トランジスタ４３のベースには帰
線期間の始点を起点とするパルス電流■！　（第３図（
Ｃ））が流れる。これに伴いこのＩ２のパルス区間とほ
ぼ同一の区間、制御トランジスタ４３のコレクタ側にパ
ルス電流１１　（第３図（ｄ））が流れる。この結果、
Ｉ１のパルス幅に対応する加算電圧ｅ、の成分（第３図
（ｅ）の波形の斜線部分）が多倍圧回路４６を介して高
圧コイル１２に加えられるのである。

しかしながら、−Ｍ的なドライブトランス４２を用いて
スイッチング回路２３を構成する場合、Ｉｔのパルスの
終点位置がｅｔのパルスのピーク位置よりも十分に手前
になってしまい（制御トランジスタ４３のオン期間が短
かすぎ）、高圧コイル１２に加える電圧ｅ１１を太き（
できないという不都合が生じる。もちろん、ドライブト
ランス４２のコイルの巻数を大きくしたり、あるいはコ
アを大きくすれば■、のパルス幅が大きくなり、加える
電圧ｅ、２を大きくできるが、そうすると、ドライブト
ランス４２の容量が大きくなり、しかも動作時間が長く
なるため、同ドライブトランス４２や制御トランジスタ
４３からの発熱や消費電力も大きくなり、また、ドライ
ブトランス４２も高価なものになってしまうという新た
な問題が生じる。

本実施例ではこのような問題を効果的に解消するため、
微分回路５０と第２のコンデンサ５６とを設けている。

第４図にはこの微分回路５０と第２のコンデンサ５６と
を設けた場合におけるｅｂ＜０の条件下での各回路部分
の波形が示されている。このｅ、　＜０の条件下におい
て、微分回路５０はクリップ回路３３からの出力電圧ｅ
３を微分し、第４図（ｆ）に示す微分出力ｅ１３を第２
のトランジスタ４８のベースに加える。

第２のトランジスタ４８は微分出力ｅ１３の動作電圧Ｅ
Ｉ３で、つまり帰線期間Ｔ、の始点位置から△ｔ１３の
区間でオンする。この第２のトランジスタ４８がオンし
ているΔム、、の区間ではドライブトランジスタ３４は
カットオフとなるので制御トランジスタ４３もオフ状態
となる。一方、Δｔ＋ｘの期間を過ぎるとｅ１３の電圧
はＥＩ３よりも低下するから、第２のトランジスタ４８
はカットオフとなり、これに伴いドライブトランス４２
がオンし、制御トランジスタ４３のベースにパルス電流
！□　（第４図（Ｃ））が流れ、同トランジスタ４３は
コレクタ側のパルス電流１．　　（第４図（ｄ））が流
れる区間だけオンする。この結果、この■１のパルス区
間に対応する加算電圧ｅｌ　　（第４図（ｅ））の波形
部分（傾斜部分）の電圧ｅ＋ｚが多倍圧回路４６に加え
られるのである。このように、微分出力ｅ１１によって
制御トランジスタ４３のオン位置をずらし、１１の波形
のピークとｅ、の波形のピークとを一致させた状態で制
御トランジスタ４３をオン動作させることにより、−船
釣なドライブトランス４２を使用した場合でも大きな加
算電圧ｅｇｇを多倍圧回路を介して高圧コイルに加える
ことができ、前記ドライブトランス４２を大型化するこ
とに伴う発熱等の諸問題を効果的に解消することができ
る。

多倍圧回路４６はスイッチング回路２３から加えられる
電圧ｅｌ！を次のように昇圧してフライバックトランス
２の高圧コイル１２に加える。この昇圧動作を、第１図
の回路を抜き出して示されている等価的な第５図〜第７
図に基づいて説明すると、まず、帰線期間Ｔ、において
、第５図のａのルートで電流が流れ、第２のコンデンサ
５６にＥａｔの電圧が充電される（Ｅ、□は電圧ｅ１！
のピークの電圧値である）０次に走査期間においては、
第６図に示すｂのルートで電流が流れ、第１のコンデン
サ５５にＥ１□＋Ｅｌｚの電圧が充電される。次に再び
帰線期間になると、第５図のＣのルートで電流が流れ、
第３のコンデンサ５７にはＥａｔの電圧と第１のコンデ
ンサ５５の電圧との加算電圧に相当する電圧が充電され
る。このような昇圧動作の繰り返しにより最終的に第３
のコンデンサ５７には２（Ｅ＋ｚ＋ＥＮ）の電圧が充電
され、この電圧が高圧コイル１２に加えられる。このＥ
Ｈの電圧は加算電圧ｅ１の波形の負の成分の電圧である
。つまり、第１図の回路で、多倍圧回路４６は２倍圧回
路として機能している（交流成分を含めれば３倍圧回路
として機能するが、Ｅ、はＥ　Ｉ　ｇに較べ十分に小さ
いので無視してよく、フライバックトランスの回路では
２倍圧回路と考えてよい）。

なお、制御トランジスタ４３のカットオフ時には第７図
に示すようなルートで高圧電流１．が流れる。

ところで、回路動作に際し、高圧出力電圧Ｅ。

が補正範囲を越えて大きくなった場合にも高圧出力電流
を流す必要がある場合があり、本実施例では、アノード
をＡＢＬ側に、カソードを第１のダイオード５１のカソ
ードと第２のダイオード５２のアノードの接続部にそれ
ぞれ接続するダイオード５８を配置することで、その目
的を達成している。

上記のように、本実施例によれば、高圧出力電圧Ｅ、の
降下量に対応してスイッチング回路２３のゲートを開く
時間Δｔ１を制御しているから、Ｅ、の降下量が大きけ
ればそれだけゲートを開いている時間も長くなるので、
そのＥＨに加算される電圧ｅ＋ｚも大きくなり、Ｅ、を
一定化する方向に回路が動作する。この高圧出力電圧Ｅ
、の安定化の動作に際し、検出電圧ｅ、が基準電圧ｅｓ
の三角波の始点位置よりも低下したとき、つまりｅｈく
Ｏになったときには微分回路５０と第２のトランジスタ
４８との協働によって、制御トランジスタ４３０オン動
作位置が帰線期間の始点位置からΔＬＩ３だけずらされ
、ｅ、の波形のピークとコレクタ側の電流Ｉ、の波形の
ピークが一致する位置でその！１の短いパルス幅だけ制
御トランジスタ４３のゲートが開くように制御されるも
のであるから、制御トランジスタ４３のオン時間が短い
にもかかわらず大きな電圧ｅ＋ｘが多倍圧回路４６を介
して高圧コイル１２に加えられることとなり、高圧出力
電圧Ｅ１の象、激な減少は効果的に防止される。また、
この場合、制御トランジスタ４３を帰線期間Ｔ、の全区
間に渡ってオンさせているのでなく、第２のトランジス
タ４８がオンしている期間は制御トランジスタ４３はオ
フするので制御トランジスタ４３が最大限オン動作でき
る区間は第２図のΔＬ３に限定される。このように制御
トランジスタ４３のオン期間を短く限定することにより
、同トランジスタ４３やドライブトランス４２からの発
熱を小さくでき、また、消費電力の節減を図ることがで
き、さらに、容量の小さいドライブトランス４２によっ
てもＥｌｌの安定化の目的を十分に達成することができ
る。

また、スイッチング回路２３のスイッチ動作は制’＜８
　）ランジスタ４３のオン・オフ動作によって行われる
が、オフ動作はたとえベース側に動作電圧ｅ１、が印加
されていても走査期間に突入することで自動的にオフ動
作となるので、スイッチングのオフ作用に関するかぎり
、トランジスタ４３の立ち下がり性能の良否は無関係と
なる。したがって、同トランジスタ４３の性能としては
オン動作の立ち上がり性能のみを考慮すればよく、立ち
下がり性能の悪いトランジスタを使用しても良好なスイ
ッチング動作を行い得る。さらに、制御トランジスタ４
３に加える電圧ｅｔ＋をドライブトランス４２で昇圧し
て加えているから、制御トランジスタ４３の耐圧を超耐
圧のものにしなくてもよく、いわゆるｖ　ｃｓ。

規格上、約１５００Ｖ程度の耐圧を有する製品で十分目
的を達成でき、使用するトランジスタ４３のコスト低減
とトランジスタ形状の小型化を図ることが可能となる。

また、本実施例のようにドライブトランス４２を設ける
ことによりドライブトランジス。

り３４のパワーロスを小さくすることができる。

なお、本発明は上記実施例に限定されることはなく、様
々な実施の態様を採り得る０例えば、第１図に示す回路
中、固定抵抗器２Ｂ、２９．３８やスイッチング回路２
３中のスナバ回路を必要に応じ省略してもよい。

また、本実施例では多倍圧回路４６として２倍圧回路を
用いているが、これを３倍圧、４倍圧等、異なる倍圧の
回路によって構成してもよく、場合によっては、この多
倍圧回路４６を省略することもできる。

また、第１図の回路で、高圧コイル１２を多層の積層巻
きにしてもよく、このときは、第８図に示すように、各
層のコイル間にダイオード１７を介設することになる。

さらに、上記実施例において、電圧検出部９は高圧出力
電圧Ｅｌｌを直接取り出して検出電圧ｅ。

を得ているが、高圧出力電流を取り出して間接的に検出
電圧ｅｈを得るようにしてもよい、この場合は、取り出
した高圧出力電流をＡＢＬ側から抵抗器を介して比較増
幅器２２に導入することになり、多少の回路変更が必要
になる。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明したように、高圧電流ＩＮが流れるこ
とによる高圧出力電圧Ｅｌの降下を、その降下分に対応
したパルス幅を持った制御電流でゲートを開き、加算電
圧を高圧出力コイルに加えるものであるから、電圧降下
分に相当する加算電圧が高圧コイルに補充されることと
なり、これにより高圧出力電圧の安定化が図れ、画面の
歪みを効果的に防止することができ、さらに、高圧発生
回路の出力インピーダンスを極めて小さくすることがで
きるので、画質の高精細化の要求に十分応え得るものと
なる。また、この高圧出力電圧の安定化動作に際し高圧
出力電圧が下がり過ぎて検出電圧が三角波の始点位−の
電圧よりも低下した場合には、スイッチング動作制御回
路が動作して加算電圧のピーク部分の短い区間でスイッ
チング回路にゲートを開かせるから、加算電圧のピーク
部分の大きな電圧成分が効果的に高圧コイル側に加えら
れることとなり、これにより高圧出力電圧の２、激な減
少を防止できる。しかも、スイッチング回路のゲートを
開く区間を短い時間幅に制御することで、ゲート回路の
動作時間幅を小さくでき、これによりゲート回路の各回
路素子からの発熱を小さくでき、併せて消費電力の節減
を図ることができる。

また、高圧出力電圧の制御をフライバックトランスの高
圧側（二次側）で行っているため、偏向コイルの電圧変
動等に悪影舌をおよぼすこともなく、したがって、画面
が劣化することもない。

さらに、本発明は少ない回路構成で帰線期間内でのパル
ス幅制御ができ、しかも、このパルス幅制御を帰線期間
内で行うものであるからスイッチング回路のスイッチノ
イズが画面に現れる心配もなく、そのうえ、スイッチ制
御のため使用するトランジスタ等の発熱も少なくできる
。

さらに、本発明では、加算電圧発生コイルと、基準電圧
発生回路に使用される制御電圧発生コイルとをフライバ
ックトランスのコアに巻装して設けることができるから
、このコアを境界として回路全体をホット側とコールド
側に交流的に絶縁することが容易となる。

さらに、本発明のスイッチング回路のアースを必ずしも
ＡＢＬ側のラインとする必要がないので、回路設計の自
由度を大きくすることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示す回路の各部の波形図、第３図は微分回路と第２
のトランジスタとが無い場合のｅｂ＜０の条件下におけ
る各回路部分の動作波形図、第４図は微分回路と第２の
トランジスタが設けられている第１図の回路のｅｈ＜Ｑ
の条件下における各回路部分の動作波形図、第５図乃至
第７図は多倍圧回路の動作説明図、第８図は従来の高圧
発生回路を示す回路図、第９図は積層タイプの高圧コイ
ルを用いたフライバックトランスの半断面図、第１Ｏ図
は第９図に示す高圧コイルの結線図、第１１図はブラウ
ン管のアノードに加える高圧出力電圧Ｅ、と高圧電流Ｉ
ｌｌとの関係を高圧コイルが積層巻きの場合とセクショ
ン巻きの場合とで比較した特性比較図、第１２図は高圧
出力電流ｌ□の分流手段が設けられている第８図の回路
の高圧出力電圧Ｅｌｌと高圧電流ＩＮとの関係を示す特
性図である。 ■・・・水平偏向出力回路、２・・・フライバックトラ
ンス、３・・・基準電圧発生回路、４・・・水平出力ト
ランジスタ、５・・・ダンパーダイオード、６・・・共
振コンデンサ、７・・・水平偏向コイル、８・・・３字
補正コンデンサ、９・・・電圧検出部、ＩＯ・・・コア
、１１・・・低圧コイル、１２・・・高圧コイル、１３
・・・入力電源、１４・・・高圧整流ダイオード、１５
・・・ブラウン管、１６・・・アノード、１７・・・ダ
イオード、１８・・・固定抵抗器、１９・・・入力タッ
プ、２０・・・可変抵抗器、２１・・・加算電圧発生コ
イル、２２・・・比較増幅器、２３・・・スイッチング
回路、２４・・・出力タップ、２５・・・制御電圧発生
コイル、２６・・・整流器、２７・・・矩形波出力回路
、２８．２９・・・固定抵抗器、３０・・・トランジス
タ、３１・・・積分回路、３２・・・増幅器、３３・・
・クリップ回路、３４・・・ドライブトランジスタ、３
５．３６・・・ダイオード、３７．３８・・・抵抗器、
３９・・・スイッチング動作制御回路、４０・・・コン
デンサ、４１・・・駆動電源、４２・・・ドライブトラ
ンス、４３・・・制御トランジスタ、４４・・・−次コ
イル、４５・・・二次コイル、４６・・・多倍圧回路、
４７・・・第１のトランジスタ、４８・・・第２のトラ
ンジスタ、５０・・・微分回路、５１・・・第１のダイ
オード、５２・・・第２のダイオード、５３・・・第３
のダイオード、５４・・・反転増幅器、５５・・・第１
のコンデンサ、５６・・・第２のコンデンサ、５７・・
・第３のコンデンサ、５８・・・ダイオード。 出願人　　　株式会社　　村　１）製　作　所代理人　
　弁理士　五十嵐　　清 茶　５　回 第９回 第１２国 ＩＨ（μＡ）　　　　ＨＭ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 水平偏向出力回路から加えられるフライバックパルスを
   フライバックトランスで昇圧し、高圧出力電圧を同トラ
   ンスを構成する高圧コイルの高圧側からブラウン管のア
   ノードに加える高圧発生回路において、フライバックト
   ランスのコアに巻装され加算電圧を発生する加算電圧発
   生コイルと、帰線期間のほぼ始点位置から立ち上がり帰
   線期間のほぼ終点の位置をピーク値とする一定波形の三
   角波電圧を発生させる基準電圧発生回路と、高圧出力電
   圧の変化を該高圧出力電圧又は高圧出力電流を取り出し
   て検出する電圧検出部と、この電圧検出部が検出した検
   出電圧と前記基準電圧発生回路の三角波電圧とを比較し
   該三角波電圧が前記検出電圧を越える区間で矩形の制御
   信号を出力する比較増幅器と、前記検出電圧が三角波の
   始点位置の電圧とピーク値の電圧との間にあるときには
   この比較増幅器から加えられる制御信号のうち矩形の立
   上り位置から帰線期間の終点までの区間でゲートを開き
   前記加算電圧発生コイルで発生した加算電圧をフライバ
   ックトランスの高圧コイル側に加えるスイッチング回路
   と、前記検出電圧が三角波の始点位置の電圧よりも低下
   したときには前記加算電圧のパルス波形のほぼピーク位
   置の短い区間で前記スイッチング回路にゲートを開かせ
   るスイッチング動作制御回路と、を有することを特徴と
   する高圧発生回路。