JPH01321859A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は比較的高電圧の直流を低電圧の直流に変換する
ＤＣＩ−Ｄｏコンバータに関する。

〔従来の技術〕

従来、良く知られているフライバッタ方式のＤＣ−ＤＣ
コンバータは、第３図に示される。

第３図はその一例を示す回路図、第４図は第３図の各部
の波形を示す。

第３図において、１は直流電源、２はスイッチング素子
（以下単に素子という）、６はスイッチングトランス（
以下単にトランスという）、７゜８　、１２　、１４　
、３３　、４１は抵抗、１０　、１１　、３２　、４２
はコンデンサ、９はツェナーダイオード、１３　、３１
　、４３はダイオードであり、かようなものからなるＤ
Ｃ−Ｄｏコンバータは素子２が一個で済み、回路が比較
的簡単なことから１次の直流電圧が比較的低い場合によ
く使われている。

次に、かような回路の作用を、第４図を参照して説明す
る。なお、ダイオード４３．コンデンサ４２゜抵抗４１
からなる回路は、素子２のサージ吸収用スナバ回路であ
る。また、ダイオード３１．コンデンサ３２は出力側直
流電圧用フィルター回路であり、抵抗３３は負荷である
。また、トランス６の１次。

２次巻線に示す１・”印は極性を示し、素子２がオンし
ている時にトランス６にエネルギーを蓄え、素子２がオ
フした時にトランス６に蓄えられたエネルギーを２次巻
線６０　、ダイオード３１を介してコンデンサ３２に移
す様に接続されている。さらに、第４図の工／は第３図
に示すトランス６の１次巻線電ｉ彊様に６はトランス６
の２次巻線電流、ｖｆはトランス６の一次巻線電圧、兎
は素子２の両端にかかる電圧を示す。

さて、ＤＣ−ＤＣコンバータの始動は時刻ｔｏにおいて
抵抗７を介して素子（トランジスタ）２に微少な駆動信
号（ベース電流）が印加される。この信号により、素子
２がオンしてトランス６の１次巻線６人に電圧がかかり
、トランス作用により制御巻線６Ｂに電圧が誘起される
。この電圧は抵抗８および抵抗１２とコンデンサ１１に
よるスピードアップ回路により、素子２をオンドライブ
に助長し、急速に素子２はオン状態となる。この時トラ
ンス６の１次巻線６Ａ　、素子２を流れる電流工；は、
直流電源１の電圧Ｖｄとトランス６の一次インダクタン
スＬとで決まる立上り、すなわちｄｉ　／　ｄｔ　＝Ｖ
ｄ　／　Ｌ に従った傾きで次第に増加する。

一方、ツェナーダイオード９とコンデンサ１０゜抵抗１
４．ダイオード１３は定電圧制御部（イ）′を構成して
おり、トランス６の制御巻線６Ｂからのオン信号により
素子２に駆動信号が印加されるがツェナーダイオード９
によりドライブ電圧はクリ、プされる。

通常コンデンサ１０にかかる電圧は素子駆動信号に対し
て逆極性で、レベルはツェナーダイオード９のツェナー
電圧と同レベルｉこ蓄えられている。

従って、素子２の駆動信号はツェナーダイオード９によ
りクリケグされて、一定レベル以上かからないので、素
子２のオン電流が一定値以上に増えると素子２のドライ
ブレベルが不足となり、トランス６の１次電圧にかかる
電圧が減少し、トランス作用により素子のドライブ信号
が減少し、時刻ｔ１にて急速に素子２はオフする。この
時、トランス６のエネルギーは２次巻＃！電流Ｉ′２の
ようにダイオード３１を介してコンデンサ３２に印加さ
れ、コンデンサ３２両端の直流電圧が抵抗（負荷）３３
に供給される。

この時、定電圧制御部（イ）′は制御巻線６Ｂを介して
負の電圧が印加され、ダイオード１３を介してコンデン
サ１０に負の電圧が蓄められる。抵抗１４はコンデンサ
１０の放電用である。なお、素子２のオフ時トランス６
の漏れインダクタンスにより素子２の両端にスパイク電
圧が発生するが、ダイオード４３を介してコンデンサ４
２に吸収させて一定値以下に抑えている。

このようにして、スイッチングトランス６の二次側に蓄
えられていたエネルギーは、時刻ｔ２において時刻ｔｏ
と同様にして反転し、時刻１．までは時刻ｔｏ−ｔ、間
と同様の作用を繰り返す。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、第３図に示す従来のような回路では、素
子２にかかる電圧が直流電源１の電圧の２倍以上になる
ために、現在の時点で経済的に入手しつるスイッチング
素子の耐電圧はせいぜい１ｏｏｏｖ止まりなので、直流
電源１の電圧は３５０Ｖ程度以下に限られていた。

そこで、より高い電源に適用するために第５図に示す回
路の様に、スイッチング素子２’、３’をトランス６′
と直列に接続し、またクランプダイオード４，５をトラ
ンス６′の両端と直流電源１間に接続することにより、
１０００　Ｖ級のスイッチング素子を用いて直流電源１
が５ｏｏｖ程度まで可能となるが、簡単な回路でしかも
良好な定電圧特性を得るなどの点においてはまだ難点が
あった。

本発明は上述した点に鑑みて創案されたもので、その目
的とするところは、簡単な回路でしかも良好な出力定電
圧特性を得るＤｏ−ＤＣコンバータを提供することにあ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

つまり、その目的を達成するための手段は、第１のスイ
ッチング素子の負極と第１のダイオードのカソードを接
続した第１のアームと、第２のダイオードのアノードと
第２のスイッチング素子の正極を接続した第２のアーム
を設け、直流電源の正極に前記第１のスイッチング素子
の正極と第２のダイオードのカソードを接続し、前記直
流電源の負極に前記第１のダイオードのアノードと第２
のスイッチング素子の負極を接続し、各アーム間にスイ
ッチングトランスの一次巻線を接続したＤｏ−ＤＣコン
バータにおいて、前記直流電源の変動に対して前記スイ
ッチングトランスの出力電圧を一定に制御する定電圧制
御部を前記一方のアーム側に設け、他方のアームのスイ
ッチング素子のドライブ信号を、スイッチングトランス
の他の巻線を介して行なうようにしたものである。

また、前記定電圧制御部を持たないアーム側のスイッチ
ング素子をＦＥＴ　）ランジスタとすることもある。

このような手段によりて、Ｄｏ−Ｄｏコンバータの主回
路を定電圧制御するために、一方のスイッチング素子側
で定電圧制御をし、他方のスイッチング素子はトランス
を介してドライブ信号を供給されることにより制御側ス
イッチング素子のスイッチング動作に遅れることなく行
う様に構成している。

また、トランス作用によりドライブされる側のスイッチ
ング素子のスイッチングオフ時の遅れを無くすためにＦ
ＥＴを利用する。

〔作　用〕

次に、かくしてなるＤＣ−ＤＣコンバータの作用を説明
すると、定電圧制御は第２のスイッチング素子により行
い、第１のスイッチング素子はスイッチングトランスの
他の巻線６Ｄの発生電圧によりオン・オフされる。

但し、第２のスイッチング素子がオフ時には後述するス
イッチング素子３−トランス６Ａ−ダイオード５により
還流モードができ、巻線６Ｄに逆電圧が発生しないので
、スイッチング素子３はトランジスタでは不可で、電圧
１０″でオフとなるＦＥＴを必要とする。

以下、第１図に基づき本発明の具体的実施例について詳
細に説明する。

〔実　施　例〕

第１図は本発明のものの具体的な一実施例を示す回路図
、第２図は第１図の各部の波形を示し、図中、第３図、
第５図と同符号のものは同じ作用を有するためその説明
を省略する。

第１図において、２，３はスイッチング素子（以下単に
素子という）、４．５はクランプダイオード、６Ｄは素
子３のドライブ用巻線、２１　、２３　。

２４　、２５は抵抗、２２はコンデンサ、１５　、１６
　、２６．２７はツェナーダイオードである。

すなわち、本発明の構成をもう少し詳しく説明すると、
第１のスイッチング素子としての素子３の負極と第１の
ダイオードとしてのクランプダイオード４のカソードを
接続した第１のアームと、第２のスイッチング素子とし
ての素子２の正極と第２のダイオードとしてのクランプ
ダイオード５を接続した第２のアームを設け・直流電源
１の正極に素子３の正極とクランプダイオード５のカソ
ードを接続し、直流電源１の負極にクランプダイオード
４のアノードとスイッチング素子２の負極を接続し、各
アーム間にトランス６の一次巻線を接続したＤｏ−Ｄｏ
コンバータにおいて、本発明のものは、直流電源１の変
動に対してトランス６の出力電圧を一定に制御する定電
圧制御部（イ）が第２のアーム、つまり素子２側に設け
られ、第１のアーム側、素子３側にはトランス６の他の
巻線６Ｄを介して負荷の制御を行うドライブ部（ＣＩ）
が設けられている。

次に、かようなものからなるコンバータの作用に関し、
第２図の波形を参照して説明する。

なお、第２図における１１はトランス６の１次巻線電流
、Ｉ２はトランス６の２次巻線電流、ｖｌはトランス６
の１次電圧、ｖｓは素子３の電圧波形、ＶＳｇは素子２
の電圧波形である。

さて、時刻ｔｏにおいて電源が投入されると、始動の抵
抗７，２１によってそれぞれの素子２．３はオン信号が
入り、素子３．トランス６の１次巻線６Ａ、素子２を介
してトランス６の１次巻線に電圧が印加される。そして
、トランス作用によって制御部、１Ｉ６Ｂ　、２次巻線
６Ｃに制御電圧が誘起され・素子２．３共完全にオン状
態となる。その後、第３図で説明したようにトランス６
の１次インダクタンスＬと直流電源１の電圧で決るｄｉ
／ｄｔに従りてトランス６の１次電流工１が上昇する。

時刻ｔ１で電流が制御側の素子２の駆動信号で素子２を
完全飽和状態を維持できない値に達すると、制御巻線６
Ｂの電圧が低下し、素子２はオフとなる・ このとき、トランス６の一次巻線６人は素子３とクラン
プダイオード５を介して還流モードができ１それぞれの
巻線６Ａ　、　６Ｂ　、　６Ｃ！共発生電圧はほぼＯｖ
（時刻ｔ、　−ｔｌａ間）となる。しかし、素子３はＦ
ＥＴなので、ゲート電圧がスレッシ１ホールド電圧（通
常３〜４Ｖ）以下になるとオフモードとなるため、還流
モードは短時間、すなわち時刻ｔｔ　−ｔｌ、間で通過
し、時刻ｔ１ａでそれぞれの巻線６Ａ、６Ｂ、６０に逆
極性電圧を発生し、コンデンサ２２．抵抗２３、コンデ
ンサ１１　、抵抗１２のスピードア、プ回路により素子
２．３共オフ領域に入る。

オフの領域では前述と同様、コンデンサ１ｏに素子２の
駆動と逆極性に電圧が供給され、このコンデンサｌＯと
ツェナーダイオード９の差電圧で素子２をドライブして
定電圧制御する。この制御方法は従来ノフライパ、タ方
式ＤＣ−ＤＣコンバータト同一である。

素子２．３オフ時のトランス６の１次巻線６Ａの漏れイ
ンダクタンスに蓄えられたエネルギーは、クランプダイ
オード４．５を介して直流電源１に戻される。（時刻ｔ
１３−　ｔＩｂ間）そして、時刻ｔｌｌ）〜オフまでの
期間は、コンデンサ３２とトランス６の１次、２次間の
巻数比によって決まる電圧がトランス６の１次電圧ｌこ
現われる。

時刻１．でトランス６の２次電流工２が０になると、素
子２．３が再びオンに転じ、以下時刻ｔｏと同様の動作
を繰り返えす。

〔発明の効果〕

以上述べた如く本発明によれば、素子２ケのうち片側だ
け定電圧制御すればよいので、直流電圧５ｅｏｖ程度か
ら低圧のＩＯＶ前後の直流電圧を得るＤｏ−Ｄｏコンバ
ータを簡単な回路で実現できるばかりでなく、２つの素
子間に遅れがないので素子の発熱を抑えることができ、
良好な定電圧特性を供給することがで永る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のものの一実施例を示す回路図、第２図
は第１図の各部の波形図、第３図は従来のものの一例を
示す回路図、第４図は第３図の各部の波形図、第５図は
第３図のものを更に改良した従来の回路図である。 １・・・・・・直流電源、２，３．２’、３’・・・・
・・素子（スイッチング素子）、４，５・・・−・・ク
ランプダイオード、　６　、６’・・・・・・トランス
（スイッチングトランス）、７　、８．１２，１４，２
１，２３，２４，２５，３３．４１−・・・−・抵抗、
９　、１５　、１６　、２６　、２７・−・・・・ツェ
ナーダイオード、１０　、１１　、２２　、３２　、４
２・・団・コンデンサ、１３　、３１　、４３・−・・
・−ダイオード、ビ）・・・・・・定電圧制御部、（ロ
）・・・・・・ドライ部。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１のスイッチング素子の負極と第１のダイオー
   ドのカソードを接続した第１のアームと、第２のダイオ
   ードのアノードと第２のスイッチング素子の正極を接続
   した第２のアームを設け、直流電源の正極に前記第１の
   スイッチング素子の正極と第２のダイオードのカソード
   を接続し、前記直流電源の負極に前記第２のスイッチン
   グ素子の負極と第１のダイオードのアノードを接続し、
   各アーム間にスイッチングトランスの１次巻線を接続し
   たＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記直流電源の変動
   に対して前記スイッチングトランスの出力電圧を一定に
   制御する定電圧制御部を前記一方のアーム側に設け、他
   方のアームのスイッチング素子のドライブ信号を、スイ
   ッチングトランスの他の巻線を介して行うようにしたこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. （２）前記定電圧制御部を持たないアーム側のスイッチ
   ング素子をＦＥＴトランジスタとすることを特徴とする
   請求項第（１）項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。