JPH0136043B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0136043B2 JPH0136043B2 JP55106958A JP10695880A JPH0136043B2 JP H0136043 B2 JPH0136043 B2 JP H0136043B2 JP 55106958 A JP55106958 A JP 55106958A JP 10695880 A JP10695880 A JP 10695880A JP H0136043 B2 JPH0136043 B2 JP H0136043B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- phase
- equation
- magnetic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/243—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the phase or frequency of AC
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、位相検出型位置読取り装置における
信号処理回路に関し、特に、位置読取り装置の分
解能および応答速度の向上を図り得るようにした
信号処理回路を提供するものである。
信号処理回路に関し、特に、位置読取り装置の分
解能および応答速度の向上を図り得るようにした
信号処理回路を提供するものである。
従来より、位相検出型位置読取り装置として
は、磁気格子による測尺原理に基いた磁気スケー
ル装置において、磁気スケールに形成されている
磁気格子を磁気変調器の原理に基づく位相検出回
路にて読取るようにした位相検出型磁気スケール
装置等が知られている。この位相検出型磁気スケ
ール装置では、一般に第１図に示すような信号処
理回路によつて読取り出力信号を得ている。すな
わち、第１図において、磁気スケール１には、正
弦波等を磁気記録することにより固有波長λ（例
えばλ＝200μｍ）の磁気格子が形成されている。
上記磁気スケール１の磁気格子をスケール目盛と
して読取るために一対の磁束応答型ヘツド２，３
が互いに（ｍ＋１／４）λの間隔（但し、ｍは整数） をもつて、すなわち電気的に90゜の位相差をもつ
て上記磁気スケール１に対向配設されている。通
常、上記磁束応答型ヘツド２，３は、上記磁気格
子の固有波長λと対応して形成された複数のギヤ
ツプを有するマルチギヤツプ構造とすることによ
り、波長選択性を高め再生特性の改善が図られて
いる。これらの磁束応答型ヘツド２，３は、各励
磁コイル２Ａ，３Ａに1/2・f0なる周波数の励磁
信号が供給されており、磁気スケール１による磁
束に応答して各検出コイル２Ｂ，３Ｂから励磁信
号1/2f0の２倍のキヤリヤ周波数をもつ出力信号
が得られる。ここで、上記各磁気ヘツド２，３
は、（ｍ＋１／４）λの間隔をもつて配置されている ので、磁気スケール１上の磁束が零の位置からの
距離をｘとすると、 h1＝Ｈ・sin2π／λｘ ……第１式 h2＝Ｈ・cos2π／λｘ ……第２式 なる磁束h1、h2に応答して、 e1＝E1・sin2πx／λ・sin2πf0t ……第３式 e2＝E2・cos2πx／λ・sin2πf0t ……第４式 なる出力信号e1，e2を出力することになる。ここ
で、上記各式におけるＨ、E1、E2は、磁気スケ
ール１の磁界強度や回路定数等により決定される
定数である。なお、基準信号発振器４から出力さ
れるｎ・f0（ただしｎは正の整数）なる周波数の
基準信号を第１の周波数逓降回路５により１／2nに 逓降して得られるf0／２なる周波数の信号が、低域 通過フイルタ６および励磁増幅器７を介して上記
励磁信号として、各ヘツド２，３の励磁コイル２
Ａ，２Ｂに供給されている。
は、磁気格子による測尺原理に基いた磁気スケー
ル装置において、磁気スケールに形成されている
磁気格子を磁気変調器の原理に基づく位相検出回
路にて読取るようにした位相検出型磁気スケール
装置等が知られている。この位相検出型磁気スケ
ール装置では、一般に第１図に示すような信号処
理回路によつて読取り出力信号を得ている。すな
わち、第１図において、磁気スケール１には、正
弦波等を磁気記録することにより固有波長λ（例
えばλ＝200μｍ）の磁気格子が形成されている。
上記磁気スケール１の磁気格子をスケール目盛と
して読取るために一対の磁束応答型ヘツド２，３
が互いに（ｍ＋１／４）λの間隔（但し、ｍは整数） をもつて、すなわち電気的に90゜の位相差をもつ
て上記磁気スケール１に対向配設されている。通
常、上記磁束応答型ヘツド２，３は、上記磁気格
子の固有波長λと対応して形成された複数のギヤ
ツプを有するマルチギヤツプ構造とすることによ
り、波長選択性を高め再生特性の改善が図られて
いる。これらの磁束応答型ヘツド２，３は、各励
磁コイル２Ａ，３Ａに1/2・f0なる周波数の励磁
信号が供給されており、磁気スケール１による磁
束に応答して各検出コイル２Ｂ，３Ｂから励磁信
号1/2f0の２倍のキヤリヤ周波数をもつ出力信号
が得られる。ここで、上記各磁気ヘツド２，３
は、（ｍ＋１／４）λの間隔をもつて配置されている ので、磁気スケール１上の磁束が零の位置からの
距離をｘとすると、 h1＝Ｈ・sin2π／λｘ ……第１式 h2＝Ｈ・cos2π／λｘ ……第２式 なる磁束h1、h2に応答して、 e1＝E1・sin2πx／λ・sin2πf0t ……第３式 e2＝E2・cos2πx／λ・sin2πf0t ……第４式 なる出力信号e1，e2を出力することになる。ここ
で、上記各式におけるＨ、E1、E2は、磁気スケ
ール１の磁界強度や回路定数等により決定される
定数である。なお、基準信号発振器４から出力さ
れるｎ・f0（ただしｎは正の整数）なる周波数の
基準信号を第１の周波数逓降回路５により１／2nに 逓降して得られるf0／２なる周波数の信号が、低域 通過フイルタ６および励磁増幅器７を介して上記
励磁信号として、各ヘツド２，３の励磁コイル２
Ａ，２Ｂに供給されている。
上記各ヘツド２，３の検出コイル２Ｂ，３Ｂか
ら出力される出力信号e1，e2は、それぞれ前置増
幅器８，９を介して加算増幅器１１に供給されて
いる。なお、一方の出力信号e1は、位相シフタ１
０により搬送波の位相が90゜だけ遅らされて上記
加算増幅器１１に供給される。そこで、上記加算
増幅器１１からは、 ep＝Ep・〔sin2πx／λ・cos2πf0t＋cos2πx／λ・s
in2πf0t〕＝Ep・sin（2πf0t＋2πx／λ）……第５式 なる出力信号epが出力される。上記第５式にて示
される出力信号epは、振幅Epが一定で、位相が磁
気スケール１上に位置ｘの関数として変化する位
相変調信号である。なお、上記前置増幅器８，９
は、各出力信号e1，e2の信号レベルを互いに等し
くして加算増幅器１１に供給している。
ら出力される出力信号e1，e2は、それぞれ前置増
幅器８，９を介して加算増幅器１１に供給されて
いる。なお、一方の出力信号e1は、位相シフタ１
０により搬送波の位相が90゜だけ遅らされて上記
加算増幅器１１に供給される。そこで、上記加算
増幅器１１からは、 ep＝Ep・〔sin2πx／λ・cos2πf0t＋cos2πx／λ・s
in2πf0t〕＝Ep・sin（2πf0t＋2πx／λ）……第５式 なる出力信号epが出力される。上記第５式にて示
される出力信号epは、振幅Epが一定で、位相が磁
気スケール１上に位置ｘの関数として変化する位
相変調信号である。なお、上記前置増幅器８，９
は、各出力信号e1，e2の信号レベルを互いに等し
くして加算増幅器１１に供給している。
なお、上述の各式では、説明の簡略化のため
に、必要とする信号成分についてのみ記述した
が、実際には、磁気ヘツドの励磁信号成分および
その高調波成分や、２倍の搬送周波数の信号成分
およびその高調波成分等が含まれている。そこ
で、上記第５式にて示されるような位相変調信号
として必要な信号成分のみを取出すために、上記
加算増幅器１１からの出力信号epは、搬送波周波
数f0を中心周波数とする帯域通過フイルタ１２を
介して出力される。そして、上記帯域通過フイル
タ１２からの出力は、バツフア増幅器１３を介し
て振幅制限回路１４に供給され、該振幅制限回路
１４にて振幅制限されてから、波形整形回路１５
により矩形波信号esに変換される。上記矩形波信
号esについて、内挿処理回路１６により例えば1/
nの内挿処理を施すことによつて、λ／ｎの分解能 にて測定を行う。上記内挿処理には、基準信号発
振器４からのｎ・f0なる周波数の基準信号が内挿
クロツクとして利用される。
に、必要とする信号成分についてのみ記述した
が、実際には、磁気ヘツドの励磁信号成分および
その高調波成分や、２倍の搬送周波数の信号成分
およびその高調波成分等が含まれている。そこ
で、上記第５式にて示されるような位相変調信号
として必要な信号成分のみを取出すために、上記
加算増幅器１１からの出力信号epは、搬送波周波
数f0を中心周波数とする帯域通過フイルタ１２を
介して出力される。そして、上記帯域通過フイル
タ１２からの出力は、バツフア増幅器１３を介し
て振幅制限回路１４に供給され、該振幅制限回路
１４にて振幅制限されてから、波形整形回路１５
により矩形波信号esに変換される。上記矩形波信
号esについて、内挿処理回路１６により例えば1/
nの内挿処理を施すことによつて、λ／ｎの分解能 にて測定を行う。上記内挿処理には、基準信号発
振器４からのｎ・f0なる周波数の基準信号が内挿
クロツクとして利用される。
上述の如き構成の一般的な位相検出型磁気スケ
ール装置においては、磁気スケール１の記録波長
をλとしたとき、λ／ｎの分解能を得るためには、 搬送波周波数f0に対してｎ・f0の周波数の内挿ク
ロツク信号が必要である。また、その応答速度
Vnは、搬送波周波数f0に対する最高速度Vnで移
動中の最大周波数偏奇f0±△f0との差すなわち△
f0に直接対応するので、上記f0に設定される帯域
通過フイルタ１２の中心周波数に上記△f0の絶対
値が依存する。すなわち、一般的に帯域通過フイ
ルタ１２の通過帯域幅BWと中心周波数f0の比即
ち選択係数BW／f0は、中心周波数f0の値に拘ら
ず、フイルタの構成素子数即ち次数のみに関係す
るので、中心周波数f0を高くする程帯域幅BWが
大となり、△f0を大きくすることができ、応答撰
度Vnと△f0との間にはVn＝△f0・λ〔ｍ／sec〕
なる関係がある。従つて、応答速度を高めるに
は、上記帯域通過フイルタ１２の中心周波数すな
わち位相変調信号の搬送波周波数f0を高くする必
要がある。しかし、上記搬送波周波数f0を高くす
ると、内挿クロツク信号の周波数ｎ・f0を更に高
くしなければ分解能を維持できなくなつてしま
う。
ール装置においては、磁気スケール１の記録波長
をλとしたとき、λ／ｎの分解能を得るためには、 搬送波周波数f0に対してｎ・f0の周波数の内挿ク
ロツク信号が必要である。また、その応答速度
Vnは、搬送波周波数f0に対する最高速度Vnで移
動中の最大周波数偏奇f0±△f0との差すなわち△
f0に直接対応するので、上記f0に設定される帯域
通過フイルタ１２の中心周波数に上記△f0の絶対
値が依存する。すなわち、一般的に帯域通過フイ
ルタ１２の通過帯域幅BWと中心周波数f0の比即
ち選択係数BW／f0は、中心周波数f0の値に拘ら
ず、フイルタの構成素子数即ち次数のみに関係す
るので、中心周波数f0を高くする程帯域幅BWが
大となり、△f0を大きくすることができ、応答撰
度Vnと△f0との間にはVn＝△f0・λ〔ｍ／sec〕
なる関係がある。従つて、応答速度を高めるに
は、上記帯域通過フイルタ１２の中心周波数すな
わち位相変調信号の搬送波周波数f0を高くする必
要がある。しかし、上記搬送波周波数f0を高くす
ると、内挿クロツク信号の周波数ｎ・f0を更に高
くしなければ分解能を維持できなくなつてしま
う。
従来、磁気スケール装置では、その応用面から
1μｍ〜2μｍ程度の高分解能測定のものと、5μｍ
〜10μｍ程度の比較的に分解能の粗いものとの２
系統の測定系が広く用いられており、その搬送波
周波数f0を分解能の比に設定している。例えば、
10kHzの搬送波周波数f0ではｎ＝200として2MHz
の内挿クロツク信号により1/200の内挿処理を行
つて1μｍの分解能を得て、50kHzの搬送波周波数
f0でｎ＝40として1/40の内挿処理を行つて5μｍの
分解能を得ている。このように、分解能すなわち
内挿数ｎと搬送周波数f0との積ｎ・f0を一定にす
れば、分解能に拘らず内挿クロツク信号の周波数
ｎ・f0が一定になるので、内挿処理回路１６の共
通化が図れる。
1μｍ〜2μｍ程度の高分解能測定のものと、5μｍ
〜10μｍ程度の比較的に分解能の粗いものとの２
系統の測定系が広く用いられており、その搬送波
周波数f0を分解能の比に設定している。例えば、
10kHzの搬送波周波数f0ではｎ＝200として2MHz
の内挿クロツク信号により1/200の内挿処理を行
つて1μｍの分解能を得て、50kHzの搬送波周波数
f0でｎ＝40として1/40の内挿処理を行つて5μｍの
分解能を得ている。このように、分解能すなわち
内挿数ｎと搬送周波数f0との積ｎ・f0を一定にす
れば、分解能に拘らず内挿クロツク信号の周波数
ｎ・f0が一定になるので、内挿処理回路１６の共
通化が図れる。
ところで、上述の如く位相検出型磁気スケール
装置においては、応答速度と分解能とが相反的な
関係にあるので、例えば50kHzの搬送波周波数f0
で1μｍの分解能を得るために1/200の内挿処理を
行うには、内挿クロツク信号の周波数を10MHzに
まで高めなければならず、信号処理が難しくなる
ばかりでなく、Ｃ−MOS IC等の低電力論理素子
や大規模集積回路LSIの採用が困難になり、シス
テムの低消費電力化やローコスト化を図ることが
できなくなつてしまう。そこで、本発明は、単一
の搬送波周波数f0にて各種分解能を得られるよう
にするとともに、高分解能、高速応答性能を共に
満しながら低速論理素子の適用を可能にして、シ
ステムの小型化、低消費電力化、ローコスト化お
よび信頼性の向上等を図るようにした新規な構成
の位相変調型位置読取り装置における信号処理回
路を提供するものである。
装置においては、応答速度と分解能とが相反的な
関係にあるので、例えば50kHzの搬送波周波数f0
で1μｍの分解能を得るために1/200の内挿処理を
行うには、内挿クロツク信号の周波数を10MHzに
まで高めなければならず、信号処理が難しくなる
ばかりでなく、Ｃ−MOS IC等の低電力論理素子
や大規模集積回路LSIの採用が困難になり、シス
テムの低消費電力化やローコスト化を図ることが
できなくなつてしまう。そこで、本発明は、単一
の搬送波周波数f0にて各種分解能を得られるよう
にするとともに、高分解能、高速応答性能を共に
満しながら低速論理素子の適用を可能にして、シ
ステムの小型化、低消費電力化、ローコスト化お
よび信頼性の向上等を図るようにした新規な構成
の位相変調型位置読取り装置における信号処理回
路を提供するものである。
以下、本発明について、一実施例を示す図面に
従い詳細に説明する。
従い詳細に説明する。
第２図に示す実施例は、上述の第１図に示した
一般的な構成の位相検出型磁気スケール装置に本
発明を適用したものである。尚、共通の構成要素
については、図面中に共通番号を附して、その詳
細な説明を省略する。
一般的な構成の位相検出型磁気スケール装置に本
発明を適用したものである。尚、共通の構成要素
については、図面中に共通番号を附して、その詳
細な説明を省略する。
この実施例では、磁気スケール１に記録されて
いる磁気格子すなわちスケール目盛を各磁気ヘツ
ド２，３にて検出して得られる出力信号e1，e2に
基いて、上述の第５式にて示される位相変調信号
epを加算増幅器１１から取出すための帯域通過フ
イルタ１２と、振幅制限回路１４の前段に設けら
れているバツフア増幅器１３との間に、平衡変調
器２１を用いた周波数変換回路２０が配設されて
いる。
いる磁気格子すなわちスケール目盛を各磁気ヘツ
ド２，３にて検出して得られる出力信号e1，e2に
基いて、上述の第５式にて示される位相変調信号
epを加算増幅器１１から取出すための帯域通過フ
イルタ１２と、振幅制限回路１４の前段に設けら
れているバツフア増幅器１３との間に、平衡変調
器２１を用いた周波数変換回路２０が配設されて
いる。
上記周波数変換回路２０は、上記帯域通過フイ
ルタ１２とバツフア増幅器１３との間に直列接続
された平衡変調器２１および低域通過フイルタ２
２と、上述の基準発振器４からの基準信号につい
て周波数ｎ・f0を４／5nに周波数逓降して4/5f0なる 周波数の変調信号ecを上記平衡変調器２１に供給
する第２の周波数逓降回路２３とから構成されて
いる。ここで、上記変調信号ecは、周波数が4/5
f0の矩形波信号であつて、デユーテイ比が0.5で
あるとすれば、 ec＝Ec｛sin2π（４／５f0）ｔ＋１／３sin2π（12／
５f0）ｔ＋１／５sin2π（20／５f0）ｔ……… ＝Ec∞ 〓n=1 １／2n−１sin2π（2n−１）４／５f0t ……第６式 にて表わされる。
ルタ１２とバツフア増幅器１３との間に直列接続
された平衡変調器２１および低域通過フイルタ２
２と、上述の基準発振器４からの基準信号につい
て周波数ｎ・f0を４／5nに周波数逓降して4/5f0なる 周波数の変調信号ecを上記平衡変調器２１に供給
する第２の周波数逓降回路２３とから構成されて
いる。ここで、上記変調信号ecは、周波数が4/5
f0の矩形波信号であつて、デユーテイ比が0.5で
あるとすれば、 ec＝Ec｛sin2π（４／５f0）ｔ＋１／３sin2π（12／
５f0）ｔ＋１／５sin2π（20／５f0）ｔ……… ＝Ec∞ 〓n=1 １／2n−１sin2π（2n−１）４／５f0t ……第６式 にて表わされる。
従つて、上記平衡変調器２１は、上述の第５式
にて示される位相変調信号epと上記第６式にて示
される変調信号ecとを乗算合成した出力信号enを
出力することになる。ここで、2π（１／５f0）＝ω0′
と おいて上記第５式および第６式を整理すると、 ep＝Ep・sin（5ω′0t＋2π／λｘ） ……第７式 ec＝Ec・∞ 〓n=1 １／2n−１sin（2n−１）4ω′0t ……第８式 にて位相変調信号ep、変調信号ecが示されるの
で、上記各式の積にて求められる出力信号enは、 en＝Kn・ep・ec＝Kn・Ep・Ec・sin（5ω0′t＋2π／
λｘ）・∞ 〓n=1 １／2n−１sin（2n−１）4ω′0t１／２Kn ・Ep・Ec｛cos（ω0′t＋2π／λｘ）−cos（9ω0
′t＋2π／λｘ）＋１／６Kn・Ep・Ec｛cos（7ω0′t−
2π／λｘ） −cos（17ω0′t＋2π／λｘ）＋１／10Kn・Ep・Ec
｛cos（15ω0′t−2π／λｘ）−cos（25ω0′t＋2π／
λｘ）……第９式 なる第９式にて示すことができる。なお、上記
Knは乗算利得を示す定数である。
にて示される位相変調信号epと上記第６式にて示
される変調信号ecとを乗算合成した出力信号enを
出力することになる。ここで、2π（１／５f0）＝ω0′
と おいて上記第５式および第６式を整理すると、 ep＝Ep・sin（5ω′0t＋2π／λｘ） ……第７式 ec＝Ec・∞ 〓n=1 １／2n−１sin（2n−１）4ω′0t ……第８式 にて位相変調信号ep、変調信号ecが示されるの
で、上記各式の積にて求められる出力信号enは、 en＝Kn・ep・ec＝Kn・Ep・Ec・sin（5ω0′t＋2π／
λｘ）・∞ 〓n=1 １／2n−１sin（2n−１）4ω′0t１／２Kn ・Ep・Ec｛cos（ω0′t＋2π／λｘ）−cos（9ω0
′t＋2π／λｘ）＋１／６Kn・Ep・Ec｛cos（7ω0′t−
2π／λｘ） −cos（17ω0′t＋2π／λｘ）＋１／10Kn・Ep・Ec
｛cos（15ω0′t−2π／λｘ）−cos（25ω0′t＋2π／
λｘ）……第９式 なる第９式にて示すことができる。なお、上記
Knは乗算利得を示す定数である。
そこで、上記平衡変調器２１の出力側に設けた
低域通過フイルタ２２の通過周波数帯域をω0′に
設定しておけば、 enL＝１／２KL・Kn・Ep・Ec・cos（ω0′t＋2π／λｘ
） ……第10式 にて示される出力信号enLが上記低域通過フイル
タ２２を介して得られる。なお、上記KLは該フ
イルタ２２の伝達利得を示す定数である。上記第
10式にて示される出力信号enLは、上述の帯域通
過フイルタ１２を介して得られた5ω0′の搬送波成
分を持つた位相変調信号epがω0′の搬送波成分を
持つ位相変調信号に周波数変換されたものになつ
ている。
低域通過フイルタ２２の通過周波数帯域をω0′に
設定しておけば、 enL＝１／２KL・Kn・Ep・Ec・cos（ω0′t＋2π／λｘ
） ……第10式 にて示される出力信号enLが上記低域通過フイル
タ２２を介して得られる。なお、上記KLは該フ
イルタ２２の伝達利得を示す定数である。上記第
10式にて示される出力信号enLは、上述の帯域通
過フイルタ１２を介して得られた5ω0′の搬送波成
分を持つた位相変調信号epがω0′の搬送波成分を
持つ位相変調信号に周波数変換されたものになつ
ている。
従つて、内挿処理回路１６では、上記周波数変
換回路２０を介して得られるω0′なる搬送波の出
力信号enLについて内挿処理を行えばよいので、
内挿クロツク周波数をｎ／５・f0に低減した状態で 内挿処理を行うことができる。すなわち、例え
ば、従来50kHzの搬送波を用いて1μｍの分解能を
得るためには10MHzの内挿クロツク信号を必要と
したが、この実施例では2MHzの内挿クロツク信
号にて内挿処理を行えば1/200の内挿処理を行つ
て1μｍの分解能を得ることができる。このよう
に、この実施例では、周波数変換回路２０によつ
て位相変調信号epの搬送周波数をf0からf0′（f0′＝
１／５f0）に変換しているので、内挿処理に必要な
内挿クロツク信号の周波数をf0′／f0に低減して
も、高分解能が得られ、Ｃ−MOS IC等の低電力
論理素子による内挿処理が可能になる。また、位
相変調信号epの搬送周波数f0を周波数変換してい
るので、各種分解能の表示システムを例えば搬送
波周波数50kHzで一元化することも可能である。
さらに、上記周波数変換により低減された搬送波
周波数f0′が従来より用いられている各種系統の
搬送波周波数、例えば50kHz、10kHzのうち10kHz
となるように、変調信号の周波数fCを40kHz設定
しておくことにより、各種系統の搬送波周波数に
対して、互換性の有る信号処理回路を実現するこ
とができる。
換回路２０を介して得られるω0′なる搬送波の出
力信号enLについて内挿処理を行えばよいので、
内挿クロツク周波数をｎ／５・f0に低減した状態で 内挿処理を行うことができる。すなわち、例え
ば、従来50kHzの搬送波を用いて1μｍの分解能を
得るためには10MHzの内挿クロツク信号を必要と
したが、この実施例では2MHzの内挿クロツク信
号にて内挿処理を行えば1/200の内挿処理を行つ
て1μｍの分解能を得ることができる。このよう
に、この実施例では、周波数変換回路２０によつ
て位相変調信号epの搬送周波数をf0からf0′（f0′＝
１／５f0）に変換しているので、内挿処理に必要な
内挿クロツク信号の周波数をf0′／f0に低減して
も、高分解能が得られ、Ｃ−MOS IC等の低電力
論理素子による内挿処理が可能になる。また、位
相変調信号epの搬送周波数f0を周波数変換してい
るので、各種分解能の表示システムを例えば搬送
波周波数50kHzで一元化することも可能である。
さらに、上記周波数変換により低減された搬送波
周波数f0′が従来より用いられている各種系統の
搬送波周波数、例えば50kHz、10kHzのうち10kHz
となるように、変調信号の周波数fCを40kHz設定
しておくことにより、各種系統の搬送波周波数に
対して、互換性の有る信号処理回路を実現するこ
とができる。
ところで、上述の如き構成の実施例において、
正常な信号レベルの位相変調信号が得られるアナ
ログ的な応答速度の限界は帯域通過フイルタ１２
および低域通過フイルタ２２の各フイルタ特性に
よつて決まるが、上記帯域通過フイルタ１２は
50kHzの搬送波による従来のシステムと同一の条
件で設定されれば良く、また、低域通過フイルタ
２２のフイルタ特性は上記平衡変調器２１におい
て理想的な平衡特性が行われたとすれば通過周波
数ω0′に対する阻止域中で最も通過域に近い周波
数が７・ω0′であるから、帯域幅を考慮しても極
めて傾斜の緩い即ち次数の低い（簡単な）構成の
フイルタを用いることができる。なお、この実施
例では、変調信号として矩形波信号を用いている
ので、上記平衡変調が理想的に行われない場合
に、搬送波周波数の漏れを生ずることになるが、
第３図に示すように4ω0′で減衰するようなフイル
タ特性の低域通過フイルタ２２を用いれば搬送波
成分の漏れによる影響を無視することができる。
正常な信号レベルの位相変調信号が得られるアナ
ログ的な応答速度の限界は帯域通過フイルタ１２
および低域通過フイルタ２２の各フイルタ特性に
よつて決まるが、上記帯域通過フイルタ１２は
50kHzの搬送波による従来のシステムと同一の条
件で設定されれば良く、また、低域通過フイルタ
２２のフイルタ特性は上記平衡変調器２１におい
て理想的な平衡特性が行われたとすれば通過周波
数ω0′に対する阻止域中で最も通過域に近い周波
数が７・ω0′であるから、帯域幅を考慮しても極
めて傾斜の緩い即ち次数の低い（簡単な）構成の
フイルタを用いることができる。なお、この実施
例では、変調信号として矩形波信号を用いている
ので、上記平衡変調が理想的に行われない場合
に、搬送波周波数の漏れを生ずることになるが、
第３図に示すように4ω0′で減衰するようなフイル
タ特性の低域通過フイルタ２２を用いれば搬送波
成分の漏れによる影響を無視することができる。
また、上述の如き実施例では位相変調信号の搬
送波周波数を周波数変換により低減した信号につ
いて内挿処理を行うが、上記周波数変換を行つて
も本来の位相変調信号に含まれているリツプル成
分等も正しく保存されるので、内挿誤差に影響を
被ることがない。すなわち、帯域通過フイルタ１
２により得られる５・f0′（50kHz）の位相変調信
号epを１次位相変調信号ep1とし、周波数変換さ
れたf0′（10kHz）の信号enを２次位相変調信号と
すると、変位ｘを函数とする振幅変調性リツプル
成分を含む１次位相変調信号ep1は、 ep1＝Ep・sin（5ω′0t＋2π／λｘ）｛１＋Rf（ｘ）｝ ……第11式 なる第11式にて示すことができる。ここで、Ｒは
変調係数（０Ｒ＜１）である。
送波周波数を周波数変換により低減した信号につ
いて内挿処理を行うが、上記周波数変換を行つて
も本来の位相変調信号に含まれているリツプル成
分等も正しく保存されるので、内挿誤差に影響を
被ることがない。すなわち、帯域通過フイルタ１
２により得られる５・f0′（50kHz）の位相変調信
号epを１次位相変調信号ep1とし、周波数変換さ
れたf0′（10kHz）の信号enを２次位相変調信号と
すると、変位ｘを函数とする振幅変調性リツプル
成分を含む１次位相変調信号ep1は、 ep1＝Ep・sin（5ω′0t＋2π／λｘ）｛１＋Rf（ｘ）｝ ……第11式 なる第11式にて示すことができる。ここで、Ｒは
変調係数（０Ｒ＜１）である。
また、上記第11式にて表わされる平衡変調器２
１からの出力信号enは、上記リツプル成分を考慮
すると、 en＝Ep・sin（5ω0′t＋2π／λx）｛１＋Rf（ｘ）｝
×EC・∞ 〓n=1 １／2n−１・sin（2n−１）4ω0′t ＝Ep｛１＋Rf（ｘ）｝・sin（5ω0′＋2π／λｘ）
・ECsin4ω0′t＋Ep｛１＋Rf（ｘ）｝・sin（5ω0′t ＋2π／λｘ）×１／３ECsin3・（4ω0′）ｔ＋…
…………第12第 なる第12式にて示すことができる。
１からの出力信号enは、上記リツプル成分を考慮
すると、 en＝Ep・sin（5ω0′t＋2π／λx）｛１＋Rf（ｘ）｝
×EC・∞ 〓n=1 １／2n−１・sin（2n−１）4ω0′t ＝Ep｛１＋Rf（ｘ）｝・sin（5ω0′＋2π／λｘ）
・ECsin4ω0′t＋Ep｛１＋Rf（ｘ）｝・sin（5ω0′t ＋2π／λｘ）×１／３ECsin3・（4ω0′）ｔ＋…
…………第12第 なる第12式にて示すことができる。
そして、低域通過フイルタ２２により上記第12
式にて示される信号enの基本波成分を取出すの
で、この基本波成分の信号en′は、 en′＝Ep・｛１＋Rf（ｘ）｝・sin（5ω0′t＋2π／λ
ｘ）・EC・sin4ω0′t ＝１／２・Kn・Ep・Ec・｛１＋Rf（ｘ）｝・cos（ω0
′t＋2π／λｘ）−１／２・Kn・Ep・Ec ・｛１＋Rf（ｘ）｝・cos（9ω0′t＋2π／λｘ）
……第13式 なる第13式にて示される。
式にて示される信号enの基本波成分を取出すの
で、この基本波成分の信号en′は、 en′＝Ep・｛１＋Rf（ｘ）｝・sin（5ω0′t＋2π／λ
ｘ）・EC・sin4ω0′t ＝１／２・Kn・Ep・Ec・｛１＋Rf（ｘ）｝・cos（ω0
′t＋2π／λｘ）−１／２・Kn・Ep・Ec ・｛１＋Rf（ｘ）｝・cos（9ω0′t＋2π／λｘ）
……第13式 なる第13式にて示される。
そこで、上記第13式におけるω0′成分を低域通
過フイルタ２２により取出して得られる２次位相
変調信号ep2は、 ep2＝１／２・KL・Kn・Ep・Ec・｛１＋Rf（ｘ）
｝・cos（ω0′t＋2π／λｘ） ＝Ep・｛１＋Rf（ｘ）｝・cos（ω0t＋2π／λ
ｘ）……第14式 なる第14式にて示される。この第14式において、
Ep′はEp′＝１／２KL・Kn・Ep・Ecにて示される単 なる係数であり、２次位相変調信号ep2には、１
次位相変調信号ep1のリツプル成分が正しく保存
されている。
過フイルタ２２により取出して得られる２次位相
変調信号ep2は、 ep2＝１／２・KL・Kn・Ep・Ec・｛１＋Rf（ｘ）
｝・cos（ω0′t＋2π／λｘ） ＝Ep・｛１＋Rf（ｘ）｝・cos（ω0t＋2π／λ
ｘ）……第14式 なる第14式にて示される。この第14式において、
Ep′はEp′＝１／２KL・Kn・Ep・Ecにて示される単 なる係数であり、２次位相変調信号ep2には、１
次位相変調信号ep1のリツプル成分が正しく保存
されている。
なお、上述の実施例では、位相検出型磁気ヘツ
ド装置に本発明を適用したが、本発明は上述の実
施例に限られることなく、インダクトシン等の位
相検出型位置読取り装置にも適用することができ
る。
ド装置に本発明を適用したが、本発明は上述の実
施例に限られることなく、インダクトシン等の位
相検出型位置読取り装置にも適用することができ
る。
上述の実施例の説明から明らかなように、本発
明によれば、f0なる搬送波周波数の位相変調信号
の位相により位置情報を検出する位相検出型位置
読取り装置における上記位相変調信号を平衡変調
器によりf0′＜f0なる搬送波周波数f0′に周波数変換
し、上記f0′なる搬送波周波数の位相変調信号に
ついて、正の整数ｎ倍のｎ・f0′なる周波数の内
挿クロツク信号により1/n内挿処理を行うように
構成したことを特徴とすることによつて、スケー
ル目盛の検出出力を高周波数f0の搬送波の位相変
調信号にて得、この位相変調信号の搬送波周波数
f0を低い周波数f0′に周波変換して、該f0′なる搬送
波周波数f0′に基いて内挿処理を行うので高分解
能化および高速応答性能化の向上を同時に図るこ
とができる。また、内挿処理に必要な内挿クロツ
ク信号の周波数が低くても高分解能を得られるの
で、信号処理回路を低速論理素子にて構成するこ
とができ、Ｃ−MOS IC等の低電力論理素子を用
いて低消費電力のシステムを構成することができ
る。従つて、所期の目的を十分に達成できる。
明によれば、f0なる搬送波周波数の位相変調信号
の位相により位置情報を検出する位相検出型位置
読取り装置における上記位相変調信号を平衡変調
器によりf0′＜f0なる搬送波周波数f0′に周波数変換
し、上記f0′なる搬送波周波数の位相変調信号に
ついて、正の整数ｎ倍のｎ・f0′なる周波数の内
挿クロツク信号により1/n内挿処理を行うように
構成したことを特徴とすることによつて、スケー
ル目盛の検出出力を高周波数f0の搬送波の位相変
調信号にて得、この位相変調信号の搬送波周波数
f0を低い周波数f0′に周波変換して、該f0′なる搬送
波周波数f0′に基いて内挿処理を行うので高分解
能化および高速応答性能化の向上を同時に図るこ
とができる。また、内挿処理に必要な内挿クロツ
ク信号の周波数が低くても高分解能を得られるの
で、信号処理回路を低速論理素子にて構成するこ
とができ、Ｃ−MOS IC等の低電力論理素子を用
いて低消費電力のシステムを構成することができ
る。従つて、所期の目的を十分に達成できる。
第１図は位相検出型位置読取り装置の一例であ
る位相検出型磁気スケール装置の一般的な構成を
示すブロツク図である。第２図は上記磁気スケー
ル装置に本発明を適用した場合の一実施例を示す
ブロツク図である。第３図は上記実施例に適用さ
れる低域通過フイルタのフイルタ特性を示す特性
線図である。 １……磁気スケール、２，３……磁気ヘツド、
４……基準信号発振器、１０……位相シフタ、１
１……信号加算増幅器、１２……帯域通過フイル
タ、１６……内挿処理回路、２０……周波数変換
回路、２１……平衡変調器、２２……低域通過フ
イルタ、２３……周波数逓降回路。
る位相検出型磁気スケール装置の一般的な構成を
示すブロツク図である。第２図は上記磁気スケー
ル装置に本発明を適用した場合の一実施例を示す
ブロツク図である。第３図は上記実施例に適用さ
れる低域通過フイルタのフイルタ特性を示す特性
線図である。 １……磁気スケール、２，３……磁気ヘツド、
４……基準信号発振器、１０……位相シフタ、１
１……信号加算増幅器、１２……帯域通過フイル
タ、１６……内挿処理回路、２０……周波数変換
回路、２１……平衡変調器、２２……低域通過フ
イルタ、２３……周波数逓降回路。
Claims (1)
- １ f0なる搬送波周波数の位相変調信号の位相に
より位置情報を検出する位相検出型位置読取り装
置における上記位相変調信号を平衡変調器及び低
域通過フイルタによりf0′＜f0なる搬送波周波数
f0′に周波数変換し、上記f0′なる搬送波周波数の
位相変調信号について、正の整数ｎ倍のｎ・
f0′なる周波数の内挿クロツク信号により１／ｎ
内挿処理を行うように構成したことを特徴とする
位相検出型位置読取り装置における信号処理回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10695880A JPS5730909A (en) | 1980-08-04 | 1980-08-04 | Signal processing circuit in phase detection type position reader |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10695880A JPS5730909A (en) | 1980-08-04 | 1980-08-04 | Signal processing circuit in phase detection type position reader |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5730909A JPS5730909A (en) | 1982-02-19 |
| JPH0136043B2 true JPH0136043B2 (ja) | 1989-07-28 |
Family
ID=14446841
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10695880A Granted JPS5730909A (en) | 1980-08-04 | 1980-08-04 | Signal processing circuit in phase detection type position reader |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5730909A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5822559B2 (ja) * | 1980-12-23 | 1983-05-10 | 株式会社 カシタ製作所 | メツキ用ハンガ− |
| JPS62132104A (ja) * | 1985-12-04 | 1987-06-15 | Futaba Corp | 測長装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6048685B2 (ja) * | 1977-08-11 | 1985-10-29 | ソニ−マグネスケ−ル株式会社 | 変位量検出回路 |
-
1980
- 1980-08-04 JP JP10695880A patent/JPS5730909A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5730909A (en) | 1982-02-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4297733A (en) | Method of controlling the position of a write or read head and a device for carrying out the method | |
| US4450443A (en) | Position transducer for digital systems | |
| US4494067A (en) | Fast frequency measuring system | |
| US3626397A (en) | Displacement measuring instrument | |
| JPH0797009B2 (ja) | インダクタンス形変位センサ | |
| JPH0136043B2 (ja) | ||
| US3018439A (en) | Automatic wave analyzer | |
| JP4690110B2 (ja) | 差動トランスの信号処理装置及び信号処理方法 | |
| JPS63134916A (ja) | 位相検出型位置読取り装置 | |
| JPS6019832B2 (ja) | デイジタイザ | |
| SU851482A1 (ru) | Дифференциальный способ регистрациифизичЕСКОгО пАРАМЕТРА | |
| JPS639165B2 (ja) | ||
| SU949333A1 (ru) | Тензометрический усилитель | |
| JPS5837483B2 (ja) | 位相検出回路 | |
| JP2762302B2 (ja) | 磁気ディスクのｃ／ｎ測定回路 | |
| JP2503390B2 (ja) | スキッド磁力計 | |
| JPH0448289A (ja) | 光波距離計 | |
| SU1210100A1 (ru) | Устройство дл измерени нестабильности частоты вращени вала | |
| SU1272356A1 (ru) | Устройство дл измерени перекосов магнитного носител | |
| RU2199090C1 (ru) | Фазогенераторный измерительный преобразователь | |
| JPH0115804B2 (ja) | ||
| SU1137362A2 (ru) | Датчик давлени и температуры | |
| SU1126907A1 (ru) | Градиентометр низкочастотного магнитного пол | |
| JPS6287874A (ja) | 位相測定装置 | |
| JPS639164B2 (ja) |