JPH0140554B2

JPH0140554B2 -

Info

Publication number: JPH0140554B2
Application number: JP55159497A
Authority: JP
Inventors: Himio Nakagawa
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1980-11-14
Filing date: 1980-11-14
Publication date: 1989-08-29
Also published as: JPS5783989A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は家庭用VTRの色信号処理回路のACC
回路に用いるのに好適な検波回路に関するもので
ある。

現在家庭用VTRとしては、輝度信号はFM変
調し、色信号は低域周波数に帯域変換し、記録、
再生する２ヘツドヘリカルスキヤンVTRが主流
となつている。このようなVTRにおいては、色
信号のレベルを一定化するACC回路は不可欠な
ものとなつている。つまり、低域変換された色信
号はFM信号と重ね合わせて記録されるため、色
信号が大きすぎると色信号とFM信号の混変調が
大きくなり、輝度信号にこの混変調成分が妨害と
なつてあらわれる。また、色信号が小さすぎると
色信号のＳ／Ｎが悪くなる。このように、記録時
には、FM信号とのレベル比を最適な一定値にす
るため、ACC回路が必要となる。また、２ヘツ
ド・ヘリカルスキヤン方式のため、２つのヘツド
でフイールドごとに交互に記録再生される。した
がつて、２つのヘツドの特性の不揃いのため、フ
イールド間でレベル差が生じる。フイールド毎に
色信号の飽和度が異なると、テレビ画面でフリツ
カ現象をおこし、見づらいものとなる。このた
め、フイールド間のレベル差を吸収するため、や
はりACC回路が必要となる。

ACC回路は、バースト信号のレベルを検出し、
この検出出力で可変利得アンプを制御するもので
あるが、このバースト信号のレベル検出には一般
にピーク検波が用いられる。このピーク検波に
は、トランジスタのエミツタ部に大容量のキヤパ
シタを接続するエミツタフオロワー形検波が多く
用いられる。テレビのACC回路などでは通常、
この検波回路では充電の時定数が問題で放電は十
分遅ければ良く、ほとんど問題にならなかつた。
VTRでも記録時は同様であるが、再生時には放
電の時定数も問題となる。つまり、前述したよう
に、フイールド間で色信号レベルが異なるためで
ある。

これを第１図の信号波形を用いて説明する。第
１図ａに示すようにフイールド間で色信号レベル
が異なる場合、色信号レベルが大から小へ変化し
た時、ｂに示すように放電によりDC電圧が下が
り、可変利得アンプの利得を上げるよう制御がな
される。このため、ACC回路出力はｃのように
なり、レベルが大の時とレベルが揃う。次に色信
号レベルが小から大へ変化した時、ｂに示すよう
に検波回路は充電が始まり、DC電圧が上がり、
可変利得アンプの利得を下げるよう制御がなさ
れ、またｃに示すようにレベルが揃う。

このように、フイールドの切換りから一定時間
以上たつとレベルは揃うことになるが、放電、充
電の行なわれている過渡時にはフイールド間でレ
ベルが異なることになる。

テレビ画面はフイールドの切換りから20H後、
時間にして約1.3ｍｓぐらいから始まるから、放
電の過渡状態（第１図ｂに示す時間τ₁の期間）も
この程度の時間で終らせる必要があるわけであ
る。

このため、再生時の検波回路には放電用の抵抗
をキヤパシタと並列に接続して、放電の時定数を
この抵抗とキヤパシタを用いて決める方法がなさ
れている。

この場合の例を第２図に示す。第２図において
抵抗Ｒ６がこの放電用の抵抗で、第１図に示すτ₁
はこの抵抗Ｒ６と、検波用キヤパシタＣ２の値で
ほぼ決まる。また、抵抗Ｒ５は、キヤパシタＣ２
の充電時の電流制限を行なうもので、充電の時定
数はこの抵抗Ｒ５とキヤパシタＣ２の値でほぼ決
まる。この抵抗Ｒ５を用いるのはインパルス的な
ノイズでキヤパシタＣ２が充電されるのを防ぐた
めである。

この第２図の動作を簡単に説明する。

端子１からバースト信号が入力される。Ｑ１は
バースト信号をクランプするためのトランジスタ
であり、第３図ａに示すようにトランジスタＱ２
にはバースト信号の負側のレベルがほぼ（E₁−
ube、ubeは約0.7V）にクランプされた信号が入
力される。したがつて、バースト信号の正側のピ
ークがほぼＥ２になるとトランジスタＱ２はON
してそのコレクタには第３図ｂに示す信号が出力
される。これがさらにトランジスタＱ４で増幅さ
れ、トランジスタＱ５のエミツタには第３図ｃに
示すバースト信号が出力される。この第３図ｃの
バースト信号で、キヤパシタＣ２が充電される。
このバースト信号が無い部分では、キヤパシタＣ
２の電荷が抵抗Ｒ６を介して放電され、この放電
された電荷量と前記充電の電荷量が等しい所で
ACC回路は定常状態になる。第１図ａに示した
ように、色信号レベルが大から小に急に変化する
と、バースト信号も同様に変化するわけであるか
ら、バースト信号の正側のピーク値はＥ２より低
くなり、トランジスタＱ５のエミツタにはバース
ト信号はあらわれず、充電が行なわれなくなる。
このため、抵抗Ｒ６を介した放電ばかりが行なわ
れ、DC電位が低下していき、可変利得アンプの
利得を大きくするように制御する。このため、端
子１から入力されるバースト信号レベルは再び大
きくなり、正側のピーク値がほぼＥ２になる。す
るとまた、トランジスタＱ５からの充電が始ま
り、DC電圧が一定になる。

色信号レベルが小から大に急に変化すると、バ
ーストの正側のピーク値はＥ２より大幅に高くな
り、トランジスタＱ５のエミツタにあらわれるバ
ースト信号も大きくなり、充電量が、放電量より
大きくなり、DC電圧を上昇させる。このため、
可変利得アンプの利得は低下させられ、端子１か
ら入力されるバースト信号レベルは再び小さくな
り、正側のピーク値がほぼＥ２になり、充放電が
バランスしてDC電圧が一定となる。

ここで、フイールド間の色信号レベル差は6dB
ぐらいは生じる。この6dBを20Hぐらいの間で補
償する必要があるわけで、かなり早い放電が要求
される。このため、1H期間内での放電によるDC
電圧は第３図ｄに示すように相当変動する。この
結果、1H期間内で、色信号レベルは徐々に大き
くなる。つまり、テレビ画面で言えば左から右の
方向に、徐々の色飽和度が増加することになる。
この増加は用いる部品のばらつきなどにより0.5
〜1dBにもなることがあり、無視できない。

また、充電時間は1H期間（63ｍｓ）で高々1μs
程度であり、放電期間は1H期間すべてであるか
ら、充放電の時間は２桁程度異なる。このため、
この検波回路を無理なく動作させようとすると、
抵抗Ｒ６には数十ＫΩの値の抵抗が必要となる。
このため、検波回路をICでつくろうとした場合、
抵抗Ｒ６をIC内の抵抗でつくるためには大きな
チツプサイズが必要となり、IC内に設けること
が困難である。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、1H期間内での色飽和度の変化をなくし、
かつ、IC化に適した検波回路を提供することに
ある。

本発明は、検波回路の放電をバースト信号期間
に制限することにより映像期間での検波出力の
DC変化を防ぐとともに、放電用抵抗の抵抗値を
小さくするものである。

第４図に本発明の１実施例を示す。第４図にお
いて、Ｑ１〜Ｑ５、およびＱ７はトランジスタ、
Ｑ６はダイオード、E₁，E₂は定電圧源、Ｒ１〜
Ｒ８は抵抗、Ｃ１，Ｃ２はキヤパシタ、１はバー
スト信号入力端子、２は出力端子、３はバースト
ゲートパルス入力端子である。

入力端子１からバースト信号が入力されると、
第２図の場合と同様、トランジスタＱ５のエミツ
タには、第３図ｃに示すようなバースト信号があ
らわれる。このためキヤパシタＣ２は第３図ｃの
バースト信号で充電される。一方、バーストゲー
トパルス入力端子３からは、第５図ｂに示すよう
にバースト信号期間のパルスが入力される。この
パルスのハイレベル、すなわち、バースト信号期
間に、トランジスタＱ７はONし、抵抗Ｒ７はト
ランジスタＱ７を介して接地される。したがつ
て、バースト信号期間にキヤパシタＣ２の電荷は
抵抗Ｒ７、トランジスタＱ７を介して放電され
る。映像信号期間はトランジスタＱ７はOFFと
なるので放電されなくなる。この時は充電もされ
ないので、出力端子２のDC電圧は一定に保たれ
ることになる。したがつて、バースト信号期間の
抵抗Ｒ７、トランジスタＱ７による放電と、バー
スト信号による充電とが同じになつた所で第５図
ａに示すように、出力は平衡状態となる。

このように映像信号区間では出力は部品のばね
つきなどに全く関係なく常に一定電圧となるの
で、テレビ画面上での色飽和度変化は全く生じな
い。

この第４図に示した回路を用いた場合、第１図
ａに示すように色信号レベルが大から小に変化す
ると、第２図の場合に説明したようにトランジス
タＱ５のエミツタにはバースト信号があらわれな
くなる。したがつて、バースト信号期間に抵抗Ｒ
７を介して放電がおこり、DC電圧が下り、映像
期間はこの電圧が保たれ、次のバースト信号期間
にまた抵抗Ｒ７を介して放電がおこつて、DC電
圧が下り、というように、バースト信号期間に少
しずつDC電圧が下り、可変利得アンプの利得を
大きくしていき、端子１から入力されるバースト
信号レベルが再び大きくなり、トランジスタＱ５
からの充電が始まり、充放電が同じになつて定常
状態になる。

色信号レベルが小から大に急に変化すると、や
はりトランジスタＱ５のエミツタにあらわれるバ
ースト信号が大きくなり、充電量がバースト信号
期間の放電量より大きくなり、DC電圧を上昇さ
せる。これにより端子１から入力されるバースト
信号レベルは再び小さくなり、充放電が同じにな
つて定常状態になる。

以上の説明から容易に理解されるように、フイ
ールド間のレベル差がある時の過渡応答の特性を
第２図の場合と同じにするためには、第２図にお
ける1H期間にわたる放電量と、第４図における
バースト信号期間の放電量を同じにすれば良い。

バーストゲートパルス幅はたかだか5μs程度で
あるから、1H期間の1/10以下である。したがつ
て、抵抗Ｒ７の抵抗Ｒ６に対し、この比の分だけ
抵抗値を小さくできる。すなわち抵抗Ｒ７として
は数ＫΩの値で良くなり、IC内に集積してもIC
内のトランジスタと同程度のサイズで実現でき、
トランジスタＱ７、抵抗Ｒ８を含めたとしても抵
抗Ｒ６を集積する場合よりチツプサイズを小さく
できる。

また、第４図においては、バースト信号の一部
だけを増幅してトランジスタＱ５に供給する形で
説明したが、バースト信号をそのまま供給しても
同様に動作することは容易に理解されることであ
る。このように本発明はバースト信号の増幅の方
法には依存しないことは明白である。また、本発
明では説明の便宜上トランジスタＱ５のベースに
供給される信号には映像期間の色信号は全くない
ものとして説明したが、トランジスタＱ５による
検波が正常時にはバースト信号で動作しておれば
良く、したがつて映像期間の色信号がバースト信
号より小さく減衰されておれば、映像信号がトラ
ンジスタＱ５のベースに供給されていても不都合
が無いことも明白である。

以上説明したように、本発明による検波回路は
VTRの再生回路に用いた場合でも、色飽和度の
変化を全く生じず、良好な色信号の再生が可能と
なる。また、ICに集積した場合には従来よりチ
ツプサイズを小さくでき低コストとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ〜ｃはVTRの再生回路のACC回路の
動作を説明するための波形図、第２図はVTRの
再生回路のACC回路に用いる検波回路の従来例
を示す回路図、第３図ａ〜ｄは第２図の各部の波
形を示す波形図、第４図は本発明の一実施例を示
す回路図、第５図ａ，ｂは第４図の各部の波形を
示す波形図である。１……バースト信号入力端子、Ｑ５，Ｑ７……
トランジスタ、Ｃ２……キヤパシタ、Ｒ５，Ｒ７
……抵抗、３……バーストゲートパルス入力端
子。

Claims

【特許請求の範囲】

１第１のトランジスタのエミツタ部に第１の抵
抗の一端を接続し、該第１の抵抗の他端に容量を
接続し、該容量と該第１の抵抗の接続点に第２の
抵抗の一端を接続し、該第２の抵抗の他端に第２
のトランジスタのコレクタを接続し、該第２のト
ランジスタのエミツタを接地し、該第２のトラン
ジスタのベースにバーストゲートパルスを供給
し、上記第１のトランジスタのベースにバースト
信号を供給することを特徴とする検波回路。