JPH0147118B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はオンオフ式−石型トランジスタコンバ
ータと呼ばれる直流−直流変換器に関し、更に詳
細には、トランスの１次側に過電流検出抵抗を有
する自励式DC−DCトランジスタコンバータに関
する。

従来技術 従来の電流制限回路を含んだ自励式オンオフ型
（フライバツク型）DC−DCコンバータを示す第
１図に於いて、１は直流電源、２は出力トラン
ス、３はスイツチングトランジスタであり、トラ
ンス２の１次巻線５の一端は直流電源１の一端
（正端子）に接続され、その他端はスイツチング
トランジスタ３のコレクタに接続され、スイツチ
ングトランジスタ３のエミツタは過電流検出抵抗
４を介して直流電源１の他端（負端子）に接続さ
れている。

トランス２は２次巻線６の他に、３次巻線７も
有し、２次巻線６には整流ダイオード８ａとコン
デンサ９とから成る整流平滑回路８が接続され、
この出力段に負荷１０が接続されている。

３次巻線７はベース駆動巻線であり、ベース回
路１６によりその一端（上端）がスイツチングト
ランジスタ３のベースに接続され、その他端（下
端）がエミツタに接続されている。１５はベース
回路１６に設けられた定電圧制御回路であり、ベ
ース回路１６に直列に接続された電流制限抵抗１
１と、定電圧制御用コンデンサ１２と、コンデン
サ充電用整流ダイオード１３と、定電圧ダイオー
ドとしてのツエナーダイオード１４とから成る。
この定電圧制御回路１５に於けるコンデンサ１２
の一端は３次巻線７の下端に接続され、その他端
は整流ダイオード１３を介して３次巻線７の上端
に接続されている。整流ダイオード１３はトラン
ジスタ３を逆バイアスする向きの３次巻線７の誘
起電圧に応答して導通する方向性を有しているの
で、コンデンサ１２にはトランジスタ３のオフ期
間に於ける３次巻線７の電圧即ち定電圧化された
電圧が充電される。定電圧ダイオードとしてのツ
エナーダイオード１４はコンデンサ１２の他端と
トランジスタ３のベースとの間に接続されてい
る。尚このツエナーダイオード１４はトランジス
タ３の順バイアス時に降伏して一定電圧となる方
向性を有して接続されている。

１７は起動用抵抗であり、スイツチングトラン
ジスタ３のベースと直流電源１との間に接続され
ている。１８は過電流制限用トランジスタであ
り、そのベースはベース電流制限抵抗１６を介し
て過電流検出抵抗４の一端（上端）に接続され、
そのエミツタは過電流検出抵抗４の他端（下端）
に接続され、そのコレクタはスイツチングトラン
ジスタ３のベースに接続されている。

尚第１図のコンバータの過電流保護回路を除い
た主回路部分は特公昭52−47524号に開示されて
いる回路と実質的に同じである。

次に、第１図の回路の動作を説明する。まずコ
ンバータの電源１を投入すると、起動抵抗１７を
通してスイツチングトランジスタ３のベース電流
が流れ、このトランジスタ３がオンになり、発振
を開始する。そして、スイツチングトランジスタ
３のオン期間に於いては１次巻線５に電源電圧が
印加され、これに応じて３次巻線７にも電圧が得
られ、第２図Ａに示すようにスイツチングトラン
ジスタ３にベース電流I_Bが供給される。これによ
り、トランジスタ３の導通が維持され、コレクタ
電流I_Cは第２図Ｂに示す如く除々に増大する。こ
の時、２次巻線６にダイオード８ａをオフにする
向きの電圧が発生し、エネルギーの放出が阻止さ
れる。しかる後、h_FE・I_B（但しh_FEはトランジスタ
３の電流増幅率）に達してトランジスタ３が飽和
した時点でコレクタ電流I_Cの増大が不可能にな
り、トランジスタ３が未飽和状態に移行する。こ
の結果、１次巻線５の電圧が低下し、ベース電流
も低下し、トランジスタ３は急激にオフに転換す
る。そして、トランジスタ３のオンの期間（t₁〜
t₂）にトランス２に蓄えられたエネルギーが、ト
ランジスタ３のオフの期間（t₂〜t₃）に整流ダイ
オード８を通して放出される。トランス２のエネ
ルギーの放出中は３次巻線７にトランジスタ３を
逆バイアスする向きの電圧が発生しているので、
トランジスタ３がオンにならないが、エネルギー
の放出が終了すると、再びトランジスタ３がオン
になる。

定電圧制御回路１５のコンデンサ１２はトラン
ジスタ３のオフ期間の３次巻線７の電圧で充電さ
れる。このオフ期間の３次巻線７の電圧は出力電
圧V₀に対応した電圧であるので、出力電圧V₀の
変動に対応した電圧がコンデンサ１２に充電され
る。尚トランジスタ３を逆バイアスする方向にコ
ンデンサ１２の充電が行われる。トランジスタ３
のエミツタ・ベース接合に並列即ちベース回路１
６に並列にツエナーダイオード１４とコンデンサ
１２との直列回路が接続され、ツエナーダイオー
ド１４はトランジスタ３をオンする時の電圧で降
伏する方向性を有しているので、ツエナーダイオ
ード１４の両端に得られる定電圧即ち基準電圧と
コンデンサ１２の充電電圧との差の電圧によりト
ランジスタ３のベースバイアス即ちベース電流が
制御され、定電圧特性が得られる。今、出力電圧
が高くなつたとすれば、オフ期間のコンデンサ１
２はダイオード１３を介して高い電圧に充電され
る。この結果、トランジスタ３のオン期間に３次
巻線７に発生する電圧でトランジスタ３にベース
電流を供給する際に、ツエナーダイオード１４を
通して流れる電流が増大し、トランジスタ３に流
れるベース電流が減少する。これにより、h_FE・
I_Bで決定されるコレクタ電流I_Cのピークも低く抑
えられ、トランス２の蓄積エネルギーが小さくな
り、出力電圧V₀が基準電圧に戻される。出力電
圧V₀が基準値よりも低い場合には上記と逆の動
作となる。

負荷１０の短絡等でエミツタ電流I_Eが一定値以
上になると、過電流検出抵抗４の電圧降下が過電
流制限トランジスタ１８のしきい値以上になり、
トランジスタ１８はエミツタ電流に対応した導通
状態となる。このため、スイツチングトランジス
タ３のベース電流の一部が過電流制限トランジス
タ１８に分流し、ベース電流I_Bが低下し、h_FE・I_B
で決定されるコレクタ電流I_Cも低下する。このた
め、トランス２の２次巻線６を通して放出される
エネルギー量も減少し、定電圧特性を維持するこ
とが不可能になり、第３図に示す如く出力電圧
V₀が低下し、出力電流I₀が無限大に向つて増加す
ることが制限され、垂下動作となる。しかし、供
給エネルギーに対応した出力電流I₀は流れ続け、
この電流値は定電圧特性線から垂下特性線への切
換点即ち垂下動作開始点の電流値よりは大にな
る。

また、電源１の電圧V₁が変化すると、第３図
に示す出力電流I₀対出力電圧V₀の特性線に於ける
垂下動作開始点がP₁，P₂，P₃のように大幅に変
化する。これは、過電流制限用トランジスタ１８
の動作開始点が１次側のエミツタ電流I_Eのみによ
つて決定され、２次側の出力電流I₀によつて直接
に制御されないためである。これを更に詳しく説
明すると、過電流制限用トランジスタ１８の動作
開示のエミツタ電流I_Eは入力電圧V₁の大小に無関
係に常に一定値である。従つて、入力電圧V₁が
低い状態で垂下動作が開示する場合にはトランス
２の供給エネルギーは小であり、この垂下動作開
始点P₁の電流値も第３図の特性線Ａで示す如く
比較的小さいI₁となる。一方、入力電圧V₁が中程
度の場合、及び高い場合には、トランス２の供給
エネルギーが大になり、垂下動作開始点P₂，P₃
の電流値も、特性線Ｂ，Ｃで示す如く、I₂，I₃と
順時大きくなる。このため、出力電流I₀の所定値
で垂下動作を開始させることが不可能である。前
者の垂下動作時の電流の増大の問題及び後者の垂
下動作開始点の変動の問題は、出力電流I₀を直接
に検出して過電流制御を行えば解決される。しか
し、回路構成が必然的に複雑になる。

発明の目的 そこで、本発明の目的は１次側で過電流検出を
行う方式に於いて出力電流対出力電圧特性の垂下
動作開始点を入力電圧の変化にも拘らずほぼ同一
にすることが可能な直流−直流変換器を提供する
ことにある。

発明の構成 上記目的を達成するための本発明は、理解を容
易にするために実施例を示す図面の符号を参照し
て説明すると、トランス２の１次巻線５と、前記
１次巻線５に直流に接続されたスイツチングトラ
ンジスタ３と、前記スイツチングトランジスタ３
のエミツタに直列に接続された過電流検出抵抗４
と、前記１次巻線５と前記スイツチングトランジ
スタ３と前記過電流検出抵抗４とから成る直列回
路に直流電圧を供給する直流電源１と、前記トラ
ンス２の前記１次巻線５に電磁結合された２次巻
線６と、前記スイツチングトランジスタ３のオン
期間に前記２次巻線６の出力を阻止し前記スイツ
チングトランジスタ３のオフ期間に前記トランス
２の蓄積エネルギーを得るように前記２次巻線６
に接続された出力整流平滑回路８と、前記直流電
源１から前記スイツチングトランジスタ３のコレ
クタに至る電源ラインと前記スイツチングトラン
ジスタ３のベースとの間に接続された起動用抵抗
１７と、前記トランス２の前記１次巻線５及び前
記２次巻線６に電磁結合され且つ前記スイツチン
グトランジスタ３のオン期間に生じる誘起電圧に
よつて前記スイツチングトランジスタ３にベース
電流を供給するように前記スイツチングトランジ
スタ３のベースとエミツタとの間に接続された３
次巻線７と、出力電圧に対応する電圧と基準電圧
とに基づいて一定の前記出力電圧を得るように前
記スイツチングトランジスタのベース電流を制御
する定電圧制御回路１５と、ベースがベース電流
調整抵抗１９を介して前記過電流検出抵抗４の一
端に接続され、エミツタが前記過電流検出抵抗４
の他端に接続され、コレクタが前記スイツチング
トランジスタ３のベースに接続された過電流制限
用トランジスタ１８とから成る自励式オンオフ型
トランジスタ直流−直流変換器に於いて、充電電
圧によつて前記過電流制限用トランジスタ１８に
順方向のバイアスを与えるために一端が前記過電
流検出抵抗４の一端に接続されている垂下制御用
コンデンサ２０と、前記垂下制御用コンデンサ２
０を前記スイツチングトランジスタ３のオン期間
に於ける前記３次巻線７の電圧又は前記トランス
２に設けた電圧検出用４次巻線の電圧に充電する
ために前記３次巻線７又は前記４次巻線と前記垂
下制御用コンデンサ２０の他端との間に接続され
た整流ダイオード２１と、前記過電流検出抵抗４
の両端電圧に基づいて決まる過電流制限用トラン
ジスタ１８の導通開始点が前記直流電源１の電圧
の変動に応じて変動することを制限するために前
記垂下制御用コンデンサ２０の他端と前記過電流
制限用トランジスタ１８のベースとの間に接続さ
れた垂下制御用抵抗２２と、を具備していること
を特徴とする直流−直流変換器に係わるものであ
る。

発明の効果 上記発明によれば、垂下制御用コンデンサ２０
に電源電圧（入力電圧）に対応した電圧が充電さ
れ、これが過電流制限用トランジスタ１８の制御
に利用されるので、電源電圧の変動に対応した出
力電流−出力電圧特性に於ける垂下動作開始点の
バラツキを容易に制限することが可能になる。

実施例 次に、第４図及び第５図を参照して本発明の実
施例に係わる自励式オンオフ型DC−DCコンバー
タについて述べる。但し、第４図及び第５図に於
いて第１図〜第３図と共通する部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。第４図のコンバ
ータでは、定電圧制御用の第１のコンデンサ１２
の他に垂下制御用の第２のコンデンサ２０が設け
られ、また第１の整流ダイオード１３の他に第２
の整流ダイオード２１が設けられ、更に２つの抵
抗２２，２３が追加され、前記第２のコンデンサ
２０と前記第２の整流ダイオード２１とが直列に
接続され、この直列回路が３次巻線７に並列接続
されている。そして第２のダイオード２１のアノ
ードが３次巻線７の一端に接続されているので、
３次巻線７にスイツチングトランジスタ３をオン
する方向の電圧が誘起されている時に、第２のダ
イオード２１はオンになり、垂下特性制御用の第
２のコンデンサ２０はオン期間の電圧に充電され
る。コンデンサ２０の一端は３次巻線７の下端及
び抵抗１９の一端に接続され、このコンデンサ２
０の他端は抵抗２２を通してトランジスタ１８の
ベース即ち抵抗１９の他端に接続されているの
で、このコンデンサ２０の電圧が電流制限用トラ
ンジスタ１８に順バイアスを与えるように作用
し、トランジスタ１８の導通状態を制御する。ま
た、抵抗２３は定電圧制御用コンデンサ１２の他
端とトランジスタ１８のベースとの間に接続され
ているので、コンデンサ１２の充電電圧が電流制
限用トランジスタ１８に逆バイアスとして作用す
る。従つて、第１のコンデンサ１２を垂下制御用
コンデンサ又は逆バイアス用コンデンサと呼ぶこ
とも出来る。

第４図の回路の正常時の動作は第１図と同じで
あるので説明を省き、過電流動作について説明す
る。スイツチングトランジスタ３がオンの期間に
は１次巻線５に電源１の電圧即ち入力電圧V₁が
ほぼそのまま印加される。この結果、３次巻線７
にも入力電圧V₁に対応する電圧が得られ、順バ
イアス用の第２のコンデンサ２０は入力電圧V₁
に対応した電圧に充電される。一方、従来から設
けられている第１のコンデンサ１２はトランジス
タ３のオフ期間の電圧即ち出力電圧V₀に対応し
た電圧に充電される。尚、第２のコンデンサ２０
はスイツチングトランジスタ３のエミツタ電位を
基準にして正に充電され、第１のコンデンサ１２
は負に充電される。

従つて、電流制限用トランジスタ１８の動作
は、過電流検出抵抗４の両端電圧と、コンデンサ
２０から供給される順方向の直流バイアスと、コ
ンデンサ１２から与えられる逆方向直流バイアス
との合成によつて決定される。ところで、定電圧
制御されている状態では入力電圧の変動に無関係
に第１のコンデンサ１２の充電電圧はほぼ一定に
保たれている。従つて、入力電圧の変動と垂下動
作の開始点の変動との関係に対して第１のコンデ
ンサ１２は実質的に無関係である。一方、第２の
コンデンサ２０は入力電圧に対応した充電電圧を
有するので、垂下動作開始点に直接関係する。即
ち、第２のコンデンサ２０の充電電圧は、抵抗２
２とトランジスタ１８のベース・エミツタ接合と
過電流検出抵抗４と第２のコンデンサ２０とから
成る閉回路及び、抵抗２２と抵抗１９と第２のコ
ンデンサ２０とから成る閉回路で決定される順バ
イアスを過電流制限トランジスタ１８に付与す
る。そして、入力電圧が高いことに応答してコン
デンサ２０に基づく順バイアスが大きければ、エ
ミツタ電流I_Eに基づく過電流検出抵抗４の電圧が
小さい状態で過電流制限トランジスタ１８が導通
を開始する。一方、入力電圧が低いことに応答し
てコンデンサ２０に基づく順バイアスが小さけれ
ば、エミツタ電流I_Eに基づく過電流検出抵抗４の
電圧が高い状態でトランジスタ１８が導通する。
即ち、入力電圧が高い時にはスイツチングトラン
ジスタ３のエミツタ電流I_Eが小さい状態で過電流
制限用トランジスタ１８が導通し、入力電圧が低
い時にはスイツチングトランジスタ３のエミツタ
電流I_Eが大きい状態で過電流制限用トランジスタ
１８が導通する。トランス２の蓄積エネルギーは
入力電圧V₁とエミツタ電流I_Eとの積にほぼ等しい
ので、過電流制限用トランジスタ１８の導通開始
に入力電圧V₁とエミツタ電流I_Eとが前述の関係で
影響するということは、トランジスタ１８の導通
開始時点でのトランス２の蓄積エネルギーを入力
電圧V₁の変動に無関係にほぼ一定にすることが
出来ることを意味る。このため、第５図の特性線
Ａ，Ｂ，Ｃで示す如く、入力電圧V₁が低、中、
高と順次に変化したとしても、負荷電流I₀対出力
電圧V₀特性の垂下動作開始点P₁，P₂，P₃は大幅
に変動しない。即ち、入力電圧が変動しても、ほ
ぼ一定の負荷電流I₀で垂下動作を開始させること
が出来る。

上述の如く、過電流制限用トランジスタ１８が
導通を開始すると、トランジスタ１８による分流
回路が形成されるので、スイツチングトランジス
タ３のベース電流I_Bが小さくなり、結局h_FE・I_Bで
決定されるI_Cのピーク値も小さくなり、トランス
２の蓄積エネルギーが低下し、出力電圧V₀が低
下する。

垂下動作で出力電圧V₀の低下が開始すると、
逆バイアス用即ち定電圧制御用の第１のコンデン
サ１２の充電電圧も出力電圧V₀の低下に追従し
て低下する。このため、第１のコンデンサ１２と
抵抗４とトランジスタ１８のエミツタ・ベース接
合と抵抗２３とから成る閉回路、及び第１のコン
デンサ１２と抵抗１９と抵抗２３とから成る閉回
路とに基づいて決定されるトランジスタ１８に対
する逆バイアスの量が低下し、トランジスタ１８
は導通しやすい状態となる。従つて、スイツチン
グトランジスタ３のベース電流が大幅に低減さ
れ、コレクタ電流I_Cが小さくなり、蓄積エネルギ
ーも低下するので、出力電流I₀の増大が抑制され
る。即ち正帰還動作となつてコレクタ電流I_Cの増
大が抑制され、第５図に示す如く出力電流I₀は垂
下開始時点の電流値近傍に抑えられ、定電流型又
はフの字型の垂下特性が得られる。尚コレクタ電
流I_Cが減少すれば、過電流検出抵抗４の両端電圧
も低下するが、第１のコンデンサ１２に基づく逆
バイアスが大幅に低減するので、過電流制限用ト
ランジスタ１８のオンは維持される。

上述から明らかなように、本実施例によれば入
力電圧の変動に基づく垂下動作開始点の変動の抑
制を簡単な回路で達成することが出来る。

また、コンデンサ１２による逆バイアス電圧と
エミツタ電流による抵抗４の電圧との合成で垂下
電流が決定されるので、出力電流I₀の増大の抑制
を簡単に達成することが出来る。

変形例 (A) 入力電圧の変動に対する垂下動作開始点の変
動のみを抑える場合には、第６図に示す如く抵
抗２３による逆バイアス回路を除去し、第７図
に示すようなへの字型垂下特性としてもよい。

(B) コンデンサ１２及びコンデンサ２０を充電す
るために、トランス２に４次巻線を設け、４次
巻線の一端をトランジスタ３のエミツタに共通
接続し、この４次巻線とコンデンサ１２，２０
との間にダイオード１３，２１を接続し、３次
巻線７と同様な電圧が得られる４次巻線の電圧
でコンデンサ１２，２０を充電してもよい。

(C) 第４図及び第６図に於いて、抵抗１１を３次
巻線７の下端ラインに接続し、コンデンサ１２
を３次巻線７の上端に接続し、整流ダイオード
１３及びツエナーダイオード１４を下端ライン
とコンデンサ１２との間に接続してもよい。

(D) 定電圧制御回路１５は第４図の回路に限定さ
れるものではなく、出力電圧と基準電圧とに基
づいてスイツチングトランジスタ３のベース電
流を調整して定電圧特性を得ることが出来る回
路であれば、どのような構成のものでもよい。
例えばベース回路１６に並列にトランジスタを
接続し、このトランジスタの導通状態を出力電
圧に応じて変化させ、定電圧特性を得るように
してもよい。

(E) コンデンサ１２を定電圧制御と第５図に示す
定電流型垂下制御（正帰還制御）とに共用して
いるが、逆バイアスによる垂下制御用のコンデ
ンサを別に設けてもよい。

(F) 起動抵抗１７をトランジスタ３のコレクタに
接続してもよい。また起動後の発振を継続する
ために、１次巻線５に並列にコンデンサ、抵
抗、ダイオード等を接続し、例えばリンギング
チヨークコンバータ方式としてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のコンバータの回路図、第２図は
第１図の回路のスイツチングトランジスタのベー
ス電流とコレクタ電流とを示す波形図、第３図は
第１図の回路の出力電流−電圧特性図である。第
４図は本発明の実施例のコンバータを示す回路
図、第５図は第４図の回路の出力電流−電圧特性
図である。第６図は変形例のコンバータを示す回
路図、第７図は第６図の出力電流−電圧特性図で
ある。 １……直流電源、２……トランス、３……スイ
ツチングトランジスタ、４……過電流検出抵抗、
５……１次巻線、６……２次巻線、７……３次巻
線、８……整流平滑回路、１１……抵抗、１２…
…定電圧制御用コンデンサ、１３……整流ダイオ
ード、１４……定電圧制御用ツエナーダイオー
ド、１５……定電圧制御回路、１７……起動抵
抗、１８……過電流制限用トランジスタ、１９…
…ベース電流調整用抵抗、２０……垂下制御用コ
ンデンサ、２１……整流ダイオード、２２，２３
……抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ トランス２の１次巻線５と、 前記１次巻線５に直列に接続されたスイツチン
   グトランジスタ３と、 前記スイツチングトランジスタ３のエミツタに
   直列に接続された過電流検出抵抗４と、 前記１次巻線５と前記スイツチングトランジス
   タ３と前記過電流検出抵抗４とから成る直列回路
   に直流電圧を供給する直流電源１と、 前記トランス２の前記１次巻線５に電磁結合さ
   れた２次巻線６と、 前記スイツチングトランジスタ３のオン期間に
   前記２次巻線６の出力を阻止し前記スイツチング
   トランジスタ３のオフ期間に前記トランス２の蓄
   積エネルギーを得るように前記２次巻線６に接続
   された出力整流平滑回路８と、 前記直流電源１から前記スイツチングトランジ
   スタ３のコレクタに至る電源ラインと前記スイツ
   チングトランジスタ３のベースとの間に接続され
   た起動用抵抗１７と、 前記トランス２の前記１次巻線５及び前記２次
   巻線６に電磁結合され且つ前記スイツチングトラ
   ンジスタ３のオン期間に生じる誘起電圧によつて
   前記スイツチングトランジスタ３にベース電流を
   供給するように前記スイツチングトランジスタ３
   のベースとエミツタとの間に接続された３次巻線
   ７と、 出力電圧に対応する電圧と基準電圧とに基づい
   て一定の前記出力電圧を得るように前記スイツチ
   ングトランジスタのベース電流を制御する定電圧
   制御回路１５と、 ベースがベース電流調整抵抗１９を介して前記
   過電流検出抵抗４の一端に接続され、エミツタが
   前記過電流検出抵抗４の他端に接続され、コレク
   タが前記スイツチングトランジスタ３のベースに
   接続された過電流制限用トランジスタ１８と から成る自励式オンオフ型トランジスタ直流−直
   流変換器に於いて、 充電電圧によつて前記過電流制限用トランジス
   タ１８に順方向のバイアスを与えるために一端が
   前記過電流検出抵抗４の一端に接続されている垂
   下制御用コンデンサ２０と、 前記垂下制御用コンデンサ２０を前記スイツチ
   ングトランジスタ３のオン期間に於ける前記３次
   巻線７の電圧又は前記トランス２に設けた電圧検
   出用４次巻線の電圧に充電するために前記３次巻
   線７又は前記４次巻線と前記垂下制御用コンデン
   サ２０の他端との間に接続された整流ダイオード
   ２１と、 前記過電流検出抵抗４の両端電圧に基づいて決
   まる過電流制限用トランジスタ１８の導通開始点
   が前記直流電源１の電圧の変動に応じて変動する
   ことを制限するために前記垂下制御用コンデンサ
   ２０の他端と前記過電流制限用トランジスタ１８
   のベースとの間に接続された垂下制御用抵抗２２
   と、 を具備していることを特徴とする直流−直流変換
   器。 ２ 前記定電圧制御回路は、 前記スイツチングトランジスタ３のオン期間に
   於ける前記３次巻線７の電圧で定電圧が得られる
   方向性を有して一端が前記スイツチングトランジ
   スタ３のベース又はエミツタに接続されている定
   電圧ダイオード１４と、 前記定電圧ダイオード１４に直列に接続され且
   つ前記スイツチングトランジスタ３のエミツタ・
   ベース間接合に並列となるように配されている定
   電圧制御用コンデンサ１２と、 前記定電圧制御用コンデンサ１２を前記スイツ
   チングトランジスタ３のオフ期間に前記３次巻線
   ７に誘起する電圧に充電するように前記３次巻線
   ７と前記定電圧制御用コンデンサ１２との間に接
   続されている定電圧制御用コンデンサ充電用整流
   ダイオード１３と、 前記３次巻線７から前記スイツチングトランジ
   スタ３に至るベース回路に直列に接続され且つ前
   記定電圧ダイオード１４と前記３次巻線７との間
   に配されている電流制限用抵抗１１と、 から成る回路である特許請求の範囲第１項記載の
   直流−直流変換器。