JPH01503255A - バーニア測定装置付きトランスミッタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 バーニヤ測定装置付きトランスミッタ 発明の概要 この発明は、圧力のようなパラメータを検知し、被検知パラメータを代表する出 力を発生するトランスミッタに関する。

このトランスミッタは、パラメータを検知するように結合されたジェネレータ手 段を含む。ジェネレータ手段は、被検知パラメータに結合されたリアクタンス手 段を含む。ジェネレータ手段は、調節可能な大きさを有する成る量のチャージパ ケットを発生し、チャージパケットよりなるジェネレータ信号を発生する。ジェ ネレータ信号は被検知パラメータに応答する。

トランスミッタはさらに、ジェネレータ信号をリアクタンス手段の関数として測 定するように、ジェネレータ手段に結合された測定手段を含む。測定手段は、リ アクタンス手段の関数としての測定信号を発生する。

トランスミッタは、測定手段に結合されたフィードバック手段を更に含む。フィ ードバック手段は、ジェネレータ手段に、測定信号の関数としてフィードバック 信号を供給する。

フィードバック手段は、その出力が被検知パラメータのより一層改善された表示 となるように、チャージパケットの大きさを調整するための調整手段を含む。フ ィードバック手段は、測定期間中に発生されたチャージパケットの量を代表する 出力信号を発生する。

図面の簡単な説明 第１図は本発明によるトランスミッタの１実施例の結線図である。

第２図は本発明によるフィードバック手段の第１の具体例の結線図である。

第３図は第２図のフィードバック手段に対応するタイミングダイヤグラムである 。

第４図は第２図のフィードバック手段に対応するフローチャートである。

第５図はこの発明によるフィードバック手段の第２の具体例の結線図である。

第６図は第５図のフィードバック手段に対応するタイミングダイヤグラムである 。

第７図は第５図のフィードバック手段に対応するフローチャートである。

実施例 ここに記載された回路は、“測定回路°と題する国際出願ＰＣＴ／ＵＳ　８７１ ００８３４号に記載され、参考として本明細書に引用された回路に改良を加えた ものである。

第１図には、トランスミッタの１実施例が符号１０で示されている。トランスミ ッタ１０の、ジェネレータ（信号発生）手段１１は、符号１２で示すパラメータ “Ｐ”を検知し、パラメータＰを代表する電荷量すなわちチャージパケットを発 生する。ここに「パケット」とは、コンデンサの充電電圧が、ある第１の電位か ら、これとは異なる第２の電位に変化した時、コンデンサに流入または、これか ら流出する電荷の個別的（ａｉｓｃｒｅｔｅ）量である。

ある１つのパケット内の電荷量は、コンデンサの容量および第１の電位と第２の 電位との差に比例する。チャージパケットは、ライン７６を介してトランスミッ タ１０の測定手段６０に結合される。測定手段６０はライン７６に発生されたチ ャージパケットを蓄積（累算）し、蓄積された電荷の関数として、測定信号“Ｖ Ｓ−をライン９０上に発生する。ライン９０上の測定信号は、トランスミッタ内 のフィードバック手段５０に結合され、これを制御する。

フィードバック手段５０は、ライン１８．　３０．　３１゜５６．６４，７０お よび７４を経て、フィードバック信号をジェネレータ手段１１に供給し、ジェネ レータ手段１１によるチャージパケットの発生を制御する。フィードバック手段 ５０は、ライン７６に結合されるチャージパケットの大きさを制御するための調 整手段５１を備えている。調整手段５１は、それぞれライン３０および３１を経 て、フィードバック信号ＣＫ５およびＣＫ６を、ジェネレータ手段１１内のバー ニヤネットワーク２０および３４に伝送する。

調整手段５１はバーニヤネットワーク２０および３４をコントロールして、励起 レベル、したがってジェネレータ手段１１によって発生されるチャージパケット の大きさを調整する。

第１の時間間隔の間に、調整手段５１は、ジェネレータ手段１１がより大きなチ ャージパケットを発生するように、ジェネレータ手段１１を制御する。第１の時 間間隔の間に発生したチャージパケットは、測定手段６０によって蓄積された電 荷量の粗調整を行なう。第１の時間間隔とは異なる第２時間間隔の間に、調整手 段５１はジェネレータ手段１１を制御し、ジェネレータ手段１１がより小なるチ ャージパケットを発生するようにする。第２の時間間隔の間に発生された小さい チャージパケットは、測定手段６０によって蓄積される電荷量の微調整を行なう 。

第１の時間間隔の間の、ジェネレータ手段１１による大きいチャージパケットの 発生につづいて、第２の時間間隔の間に、小さいチャージパケットが発生される ことにより、測定手段６０に蓄積された電荷は、短かいサイクルタイム内におい て微細に調整されたレベルに収束させられる。ジェネレータ手段１１、測定手段 ６０およびフィードバック手段５０の間には、電荷平衡の相互作用が存在する。

大および小のチャージパケットの量すなわち数は、被検知パラメータＰを代表す るものである。フィードバック手段５０は、ジェネレータ手段１１から測定手段 ６０に結合された大および小のチャージパケットの数をカウントして、大および 小のチャージパケットの数をあられす信号をライン９４によって出力手段９２に 与える。出力手段９２は、パラメータＰを代表する出力信号を、ライン９６を経 て続出手段９８に送る。

その代りに、出力手段９２はライン９４上の出力信号を受信することができ、ア ナログ出力、シリアルディジタル出力、またはアナログ、ディジタル組合わせ出 力を読出手段９８に結合させるための１手段であることができる。ジェネレータ 手段１１内の励起振巾のバーニヤ：Ａ整で、ライン９６上に、好ましい迅速かつ 正確な出力が与えられる。

第１図において、圧力のようなパラメータ１２が、キャパシタンスＣ１を有する 可変コンデンサ１４および、キャパシタンスＣ２を有する可変コンデンサ１６を 含む、ジェネレータ手段１１内の容量性圧力センサに結合されている。キャパシ タンスＣ１およびＣ２は、被検知パラメータＰの関数として変化する。フィード バック手段５０は、時間と共に変化する励起電位ＣＫＯを、ライン１８からバー ニヤネットワーク２０を経てコンデンサ１４および１６に印加する。

励起電位ＣＫＯは、ライン１８と基準電位−■との間に直列接続されている、抵 抗２２および２４を含むバーニヤネットワーク２０内の抵抗分圧器に印加される 。分圧器は抵抗２２と２４の接続点で、第２の励起電位を発生する。したがって 、この第２励起電位は励起電位ＣＫＯと同様に、時間と共に変化するが、励起信 号ＣＫＯの大きさのある選定された割合に相当する大きさを有するに過ぎない。

抵抗２２および２４の抵抗値の選定により、第２励起電位の大きさを制御できる 。

スイッチ２６は、ライン１８からの励起電位ＣＫＯをコンデンサ１４および１６ に印加する。スイッチ２８は、抵抗２２および２４よりなる分圧器からの第２励 起電位を、コンデンサ１４および１６に伝送する。フィードバック手段５０は、 信号ＣＫ５をライン３０を経てスイッチ２６に送り、スイッチ２６を制御する。

フィードバック手段５０は、信号ＣＫ６をライン３１からスイッチ２８に供給し てこれを制御する。

フィードバック手段５０は、励起電位ＣＫＯまたは第２励起電位の何れかがコン デンサ１４および１６に印加されて、これを励起するように、重塁することのな いような方法で導通するようにスイッチ２６および２８を制御する。これらのス イッチは、ＭＯＳ）ランスミッションゲートであることが好ましい。

これらのＭＯＳトランスミッションゲートは、開放状態にある時には漏洩電流が 非常に低く、切換えられた時にゲートからの最少量の寄生電荷を転送する構造を 有するように設計されている。望ましいＭＯＳトランスミッションゲートの特性 は、そのオフ状態で、漏洩電流が１ピコアンペア以下であり、電荷移動量が、切 換えられた時の、０．０５ピコクローン以下であることである。

いずれのスイッチも、ハイレベルすなわち１”レベルの印加により、信号を結合 させるように閉じ、ローレベルすなわち“０”レベルの印加により、信号の印加 を停止させるように開となり、このようにして入力すなわちスイッチのゲートを 制御する。したがって、バーニヤネットワーク２０は、大きくて粗である励起、 もしくは小さくて微細な励起を、検知コンデンサ１４および１６に与えるバーニ ヤとして機能する。スイッチ２６が閉となる時は、大きなチャージパケットがコ ンデンサ１４および１６を通して結合し、一方スイッチ２８が閉となる時は、小 さなチャージパケットがコンデンサ１４および１６を通して結合する。

フィードバック手段は、このようにして、コンデンサ１４および１６の接続点に おける励起電位Ｖｅの大きさを制御する。励起振巾のバーニヤ調整は、上述した 手法の外、プログラム可能な利得を有するオペレーションアンプ、コンデンサ型 分圧器、もしくはフィードバック手段の制御の下で粗および微細励起を与えるこ とができるような他の手段を用いても行なうことができる。

励起電位ＣＫＯはまた、第３の励起電位ＣＫＯをライン３２に供給スるインバー タ３０に、ライン１８を経て更に結合する。第３の励起電位ＣＫＯは励起電位Ｃ ＫＯを反転したものであり、ライン３２を介して第２のバーニヤネットワーク３ ４に結合される。第２バーニヤネツトワーク３４は、ライン３２と基準電位−■ の間に直列に接続された抵抗３６および３８よりなる第２の抵抗分圧器を含んで いる。

抵抗３６および３８よりなる分圧器は、抵抗３６および３８の接続点で第４の励 起電位を発生する。この第４の励起電位は、第３励起電位ＣＫＯと同様に、時間 と共に変化するが、第３の励起電位の大きさのある選定された割合に相当する大 きさを有するに過ぎない。

励起電位ＣＫＯおよびＣＫＯは、同じピーク・ピーク振幅の大きさを有すること が好ましい。抵抗２２および２４よりなる抵抗分圧器の分圧比は、抵抗３６およ び３８よりなる抵抗分圧器の分圧比と実質的に同じであることが好ましい。

フィードバック手段５０内の調整手段５１は、信号ＣＫ５をライン３０を経てス イッチ４０に送り、スイッチ４０を制御する。スイッチ４０は、選定されたキャ パシタンスＣＬＩを有する直線性補正コンデンサ４４および、選定されたキャパ シタンスＣＬ２を有する直線性補正コンデンサ４６に、第３の励起電位ＣＫＯを 供給する。

フィードバック手段５０内の調整手段５１は、信号ＣＫ６をライン３１を経てス イッチ４２に供給し、スイッチ４２を制御する。スイッチ４２は、ライン４８を 経て直線性補正コンデンサ４４および４６に、第４の励起電位を印加する。

コンデンサ４４および４６は、コンデンサ１４および１６に関連する浮遊キャパ シタンスに対して、ジェネレータ手段１１を補償するような、選定されたキャパ シタンスを有する。

こうして、第２のバーニヤネットワーク３４は、粗または微細に調整された励起 電位の何れかを直線性補正コンデンサ４４および４６に供給する。

圧力検知コンデンサ１４と直線性補正コンデンサ４４は、ライン５２を介してス イッチ５４に結合される。フィードバック手段５０は、ライン５６を経て信号Ｃ Ｋ４をスイッチ５４に送り、スイッチ５４を制御する。スイッチ５４は、制御さ れた量の、すなわちパケットごとの電荷がコンデンサ１４および４４に蓄積され るように、ライン５８上の基準電位Ｖ　ｒｅｆ’にコンデンサ１４および４４を 接続する。またコンデンサ１４および４４は、コンデンサ１４および４４に蓄積 されたチャージパケットをライン７６に沿って測定手段６０に送るスイッチ６２ にも、ライン５２を介して接続される。

フィードバック手段５０は、ライン６４を経て信号ＣＫＩをスイッチ６４に送り 、これを制御する。

圧力検知コンデンサ１６および直線性補正コンデンサ４６は、ライン６６を経て スイッチ６８に接続される。フィードバック手段５０は、信号ＣＫ３をライン７ ０を経てスイッチ６８に送り、スイッチ６８を制御する。スイッチ６８は、制御 された量の、すなわちパケットごとの電荷がコンデンサ１６および４６に蓄積さ れるように、コンデンサ１６および４６をライン５８上の基準電位Ｖ　ｒｅｆに 結合する。

またコンデンサ１６および４６は、ライン６６を介してスイッチ７２にも結合す る。フィードバック手段５０は、ライン７４を経てスイッチ７２に信゛号ＣＫ２ を伝送し、スイッチ７２を制御する。スイッチ７２は、コンデンサ１６および４ ６に蓄積されたチャージパケットをライン７６を経て測定手段６０に供給する。

測定手段６０は、ライン７６を経てジェネレータ手段１１から供給された電荷を 累積する積分器７８を備えている。積分器７８は、増幅器８２の出力と反転入力 との間に接続されたキャパシタンスＣ１を有するコンデンサ８０を有している。

積分器７８は、蓄積された電荷を代表する電位ｖ１を、ライン８４を経てコンパ レータ８６の反転入力に供給する。測定手段６０内のバイアスジェネレータ８８ は、基準電位子Ｖおよび−Ｖによって付勢される。これはＣＭＯ３分圧器である ことが好ましい。

バイアスジェネレータ８８はライン５８によって基準電位Ｖｒｅｒをコンパレー タ８６の正入力、増幅器８２の正入力、およびジェネレータ手段１１内のスイッ チ５４および６８に供給する。コンパレータ８６は、ライン９０を介して測定信 号をフィードバック手段５０に伝送する。測定信号ＶＳは積分器７８内のコンデ ンサ８０に蓄積された電荷のレベルを示すものである。ライン９０上の測定信号 ＶＳは、フィードバック手段５０の動作を制御する。

第２図には、第１図のフィードバック手段５０の第１の具体例が示されている。

フィードバック手段５０は、オシレータ信号をライン１０４によって励起論理回 路１０６に伝送する発振器１０２を備えている。オシレータ信号は、タイミング を与えるため励起論理回路１０６内の回路構成部に刻時する。励起論理回路１０ ６は、オシレータ信号によってタイミング制御されると共に、ライン９０上の測 定出力Ｖｓで所望のとおりに制御されるフィードバック信号を、ライン５６゜６ ４．７０．７４および１８によってジェネレータ手段に供給する。

励起論理回路１０６は、フィードバック信号をライン３０および３１に結合する 調整手段５１を含む。調整手段５１は、第１図に関連して先に説明したように、 大または小なるチャージパケットの選択を行なう。励起論理回路１０６は、ライ ン１０８，１１０および１１２によって、カウンタ制御信号をフィードバック手 段５０内のそれぞれのパルスカウンタ１１４．１１６および１１８に伝送する。

カウンタ制御信号は、カウンタ１１４，１１６および１１８の起動およびリセッ トを制御する。

カウンタ１１４は、ライン７４に接続されて第１の時間間隔の間にライン７４上 に生ずるパルスＮ２の数をカウントする。カウンタ１１６はライン６４に結合さ れて、第１の時間間隔の間にライン６４上に生ずるパルスＮ１の数をカウントす る。カウンタ１１８はライン６４に結合され、第２の時間間隔の間にライン６４ に生ずるパルスＮ３の数をカウントする。カウントされたパルスの数Ｎ１．Ｎ２ およびＮ３は、共に被検知パラメータを表わすものである。カウンタ１１４゜１ １６および１１８は、数Ｎ２．ＮｌおよびＮ３を表わす信号を、それぞれライン １２０，１２２および１２４を通じて回路１２６に送る。

回路１２６は、ライン１２０，１２２および１２４上の信号から被検知パラメー タＰの値を計算するための演算回路１２８を備えている。演算回路１２８は、計 算された値を表わす信号をライン１３２によって、シフトレジスタ１３１を含む 回路１３０に送る。回路１３０は、ライン１３２上の並列データ信号を直列形に 変換し、被検知パラメータを表わす直列信号をライン１３４上に送出する。

フィードバック手段５０は、出力手段９２内のマイクロプロセッサ９１とインタ ーフェースするために、５ラインのデータバス９４に結合される。５ラインデー タバス９４は、ライン１３６および１３８による付勢電位をトランスミッタ１０ に取込む。５ラインデータバスは、チップセレクト信号をライン１４０を経て、 またデータクロック信号Ｃｓをライン１４２を経てそれぞれ取込み、回路１３０ 内のシフトレジスタの動作を出力手段９２内のマイクロプロセッサと同期させる 。

第３図には、タイミングダイアグラム２００が示されている。これは、第２図に 示した、フィードバック手段の第１の具体例に対応する。

第３図に示す第１の時間間隔の間に、符号２０１におけるフィードバック信号Ｃ Ｋ５はハイレベルすなわち“１”レベルにあり、スイッチ２６および４０を閉に する。このとき、符号２０２のフィードバック信号ＣＫ６はローレベルすなわち “０”レベルにあって、スイッチ２８および４２を開とする。したがって、バー ニヤネットワーク２０は、符号２０４で示すように、より大きい振幅の励起電位 Ｖｅを発生する。

バーニヤネットワーク３４からの励起レベルも、第１の時間間隔の間は同様に、 より大きい大きさをもつ。

フィードバック信号ＣＫ３が符号２０６で示すように付勢され、スイッチ６８を 閉じるので、チャージパケットがコンデンサ１６および４６に蓄積される。励起 信号Ｖｅが極性を変化した後、フィードバック信号ＣＫ４が符号２０８に示すよ うに付勢されると、スイッチ５４を閉じ、チャージパケットをコンデンサ１４お よび４４に蓄積する。励起電位ｖｅが再び極性を変化した後、フィードバック信 号ＣＫＩが符号２１２に示すように付勢されると、スイッチ６２を閉じ、チャー ジパケットをライン７６から積分器７８に送る。

積分信号ｖ１は、第３図に符号２１０で示す様に、チャージパケットに応答する 。励起電位Ｖｅが再び極性を反転した後、フィードバック信号ＣＫ２およびＣＫ ４が符号２１４で示すように付勢される。２１４における信号ＣＫ４の始動（立 上り）により、新しいチャージパケットがコンデンサ１４および４４に蓄積され る。２１４における信号ＣＫ２の始動（立上り）により、コンデンサ１６および ４６からのチャージパケットが積分器７８に送られる。積分出力ｖ１は、第３図 に符号２１６で示すように、これらのチャージパケットに応答する。

コンデンサ１６および４６からのチャージパケットは、符号２１８で示すように 、積分出力ｖ１が基準レベルＶｒｅｆ’以下になるまで、くり返して、コンデン サ１６および４６から積分器７８に送られる。コンパレータ８６は、符号２１８ で示す積分出力の変化を検知し、符号２２０で示すパルスをライン９０を経てフ ィードバック手段に送る。

フィードバック手段は、ライン９０上でのレベル変化を検知し、符号２２２で示 すように、コンデンサ１４および４４からの第２のチャージパケットを発生させ る。ついでフィードバック手段５０は、符号２２４で示すように、積分出力が基 準レベル以下に下降するまで、コンデンサ１６および４６からのチャージパケッ トが再び積分器にくり返して加えられるように、フィードバック手段内のスイッ チを制御する。

コンデンサ１４，１６．４４および４６からの選定された数（Ｎ１十Ｎ２）のチ ャージパケットが積分器７８に供給された後では、積分器７８に供給された電荷 の量は、おおまかに平衡する。フィードバック手段は、その時、フィードバック 信号ＣＫ６を発生させて第１の時間間隔を終了させ、符号２２８で示すように、 第２の時間間隔を開始させる。

第２の時間間隔の間は、スイッチ２８および４２が閉とされるので、符号２３０ で示すような、より小さい大きさの励起電位Ｖｅがバーニヤネットワーク２０か ら検知コンデンサ１４および１６に印加される。バーニヤネットワーク３４によ って与えられる励起も、同様により小さい大きさになる。

第３図に示す例においては、より小さい大きさの励起は符号２３０で示され、符 号２０４で示した、より高いレベルの励起の約１／８である。第２の時間間隔中 、より小さい大きさのＮ３個のチャージパケットが、符号２３４で示すように、 積分器上の電荷が基準レベルの近くで微細に平衡するまで、符号２３２で示すよ うにコンデンサ１４および４４から送られる。

第１および第２の時間間隔中での、積分器７８における電荷の平衡は、下記式（ １）に示すような関係を、その結果として生ずる。

（Ｎ　１）（Ｃａ　）（Ｖｅ　）　＋（Ｎ　３）（Ｃａ　）（Ｖｅ　）　／Ｎ　 −（Ｎ　２　）（Ｃｂ　）（Ｖｅ　）　−・−（１）ここに、 Ｎ１−第１の時間間隔中に、コンデンサ１４および４４から送られた大なる方の チャージパケットの数。

Ｎ２−第１の時間間隔中に、コンデンサ１６および４６から送られた大なる方の チャージパケットの数。

Ｎ３−第２の時間間隔中に、コンデンサ１４および４４から送られた小なる方の チャージパケットの数。

Ｎ−高い励起の大きさの、低い励起の大きさに対する分圧比。

Ｃａ−ＣＩ−ＣＬＩ　；直線性に対して補正されたＣ１の値。

Ｃｂ　−Ｃ２−ＣＩ２　、直線性に対して補正されたＣ２の値。

Ｖｅ−高い方の励起の大きさ。

チャージパケットの数の長期間の平均値は、被検出パラメータを表わす正確な値 になろうとする傾向がある。その理由は、測定手段６０内の小量のチャージパケ ットの蓄積が、測定期間の終りにゼロにされて失なわれてしまうことがなく、反 対に、次の測定期間に持ち越されて影響を与えるからである。

式（１）は、簡略化すると次の式（２）に変形できる。

Ｃｂ／Ｃａ　＝　（（Ｎｌ）＋　（Ｎ３）／Ｎ）　／Ｎ２−（２）２プレート（ 極板）の容量型圧力ドランスジューサにおいては、被検知圧力Ｐは補正されたセ ンサーキャパシタンスの式（３）に関係する。

Ｐ−Ｋ　（１−（Ｃｂ／Ｃａ））／　（１＋　（Ｃｂ／Ｃａ））・・・（３） ここに、Ｋはスケールファクタである。式（２）と式（３）を組合わせて式（４ ）を得ることができる。

Ｐ−Ｋ　（（Ｎ２）−（Ｎｌ）−（Ｎ３／Ｎ））　／（（Ｎ２）　＋（Ｎｌ）　 ＋　（Ｎ３／Ｎ）　）　・・・（４）したがって、動作範囲に亘って、圧力Ｐは 数Ｎｌ、　Ｎ２゜Ｎ３およびＮに依存すること、ならびに基準電位およびトラン スミッタの周囲温度から実質的に独立であり得ることが分る。

演算手段１２８が式（４）によって圧力を表わす信号を計算し、圧力を表わす信 号をライン１３２を経て回路１３０に送る。

第４図のフローチャート２５０は第２図に示すようなフィードバック手段を備え たトランスミッタ１０の代表的な作動シーケンスを、第３図のタイミングダイア グラムに対応する場合について例示している。

２５２における電源投入すなわちスタートで、２５４に示すように、粗励起モー ドが最初に選ばれる。励起論理回路はついでジェネレータ手段１１を制御し、２ ５６に示すように測定信号Ｖｃが変化するまで、２５４に示すように、ジェネレ ータ手段１１がキャパシタンスｃｂからのチャージパケットを繰り返し送るよう にする。

もしも、数（Ｎ１＋Ｎ２）があらかじめ選んだ数Ｍより小であれば、励起論理回 路１０６は右側のループ２５８から離れて、左側のループ２６０をスタートさせ る。左側のループ２６０において、励起論理回路１０６はジェネレータ手段１１ を制御し、測定出力ＶＣが２６２に示すように変化するまで、キャパシタンスＣ ａからのチャージパケットを繰り返し送らせる。

励起論理回路１０６はジェネレータ手段１１を制御し、２６４に示すように、量 （Ｎ１＋Ｎ２）がＭに等しいか、またはそれを超過するまで、キャパシタンスＣ ａからのチャージパケットの送出およびキャパシタンスｃｂからのチャージパケ ットの送出を交互に行なわせる。（Ｎ１＋Ｎ２）＜Ｍが不成立になった時に、励 起論理回路１０６は、粗励起モード（第１の時間間隔）から微細励起モード（第 ２の時間間隔＝２６６で示す）に移行する。

第２の時間間隔の間に、励起論理回路１０６はジェネレータ手段１１を制御し、 測定出力Ｖｃが２７０に示すように変化するまで、２６８に示すように、小チャ ージパケットがキャパシタンスＣａから測定手段６０に送られるようにする。

このシーケンスで得られる数Ｎｌ、Ｎ２．Ｎ３は演算回路２８に送られる。その 後、このシーケンスは２７７で再びスタートされてくり返される。

第３図に示した実施例では、第４図の数Ｍは８に設定され、分圧比Ｎもまた８に 設定しである。この構成により、わずか１０サイクルの励起波形で６ビツトの分 解能（ｒｅｓｏｌｕｌｉｏｎ）が得られる。ところが、バーニヤ特性なしの類似 のトランスミッタは、同じ６ビツトの分解能を得るのに６６サイクル以上の励起 波形を必要とする。したがって、キャパシタンス／ディジタル変換の速度は、Ｍ およびＮが８である時、６倍以上早められる。

より大きなＭおよびＮの値を選定して更に大きな分解能を得ることができる。実 際の回路において、Ｍを２５６に、またＮを２５６に設定し、バーニヤ装置を使 用して５１２サイクルの励起波形を採用すれば、１６ビツトの分解能を得ること ができ、バーニヤなしの類似の回路に対して１２８倍の改良を達成することがで きる。

トランスミッタ回路構成部は、好ましい低電力消費となるように、出力回路に結 合するＭＯ８集積回路よりなることが好ましい。このようなトランスミッタ回路 構成部は、好ましい低電力消費のものであり、２線式の本質的に安全な４−４− ２Ｏのループ電力供給式トランスミッタに使用できる。

第５図に、第１図のフィードバック手段５０の第２の具体例が示されている。発 振器１０２は、オシレータ信号をライン１０４を経て励起論理回路３００に送る 。オシレータ信号は、励起論理回路３００内の論理回路部に刻時してタイミング を与える。励起論理回路３００は、オシレータ信号により調時され、ライン９０ 上の測定出力ＶＳによって所望のように制御されるフィードバック信号を、ライ ン５６，６４゜７０．７４および１８上に送出する。

励起論理回路は、フィードバック信号をライン３０および３１に送る調整手段３ ０２を備えている。調整手段３０２は、第１図に関連して前に説明したように、 より大または、より小なるチャージパケットの選択を行なう。励起論理回路３０ ０は、ライン３０４，３０６を経てシリアル出力回路３１０内のカウンタ回路３ ０８にカウンタ制御信号を伝送する。

カウンタ回路３０８はライン６４および７４に結合され、ライン３０４および３ ０６上のカウンタ制御信号の制御の下に、ライン６４および７４上のパルス数を カウントする。

カウンタ回路３０８は、カウントされたパルス数を表わす信号を、ライン３１２ を経て、直列出力回路３１０内のシフトレジスタ回路３１４の並列入力に送る。

シフトレジスタ回路３１４は、ライン１４０を経て入って来るチップセレクト信 号、およびライン１４２上のデータクロック信号によって制御され、直列出力を ライン１３４上に送る。

ライン１３４上の直列出力は、ライン６４および６７上の、カウントされたパル ス数をあられす信号を含む。第５図のフィードバック手段５０は、５ラインデー タバス９４に結合し、出力手段９２内のマイクロプロセッサにインターフェース 結合される。５ラインデータバス９４は、付勢電位をライン１３６および１３８ を経てトランスミッタ１０に送る。

不揮発性メモリ３１３は、検知コンデンサ１４および１６の特性をあられす定数 を含むことができる。メモリ３１３内の定数はライン３１５を経てカウンタ回路 ３０８に送られ、カウンタ回路３０８に予じめ供給（ロード）されることができ るので、カウンタ回路３０８によるパルスの計数は、検知コンデンサ１４および １６の製造許容誤差に対して調整されることができる。

第６図には、第５図に示したフィードバック手段５０の第２具体例に対応する代 表的タイミングダイアグラムが示されている。

第６図に示される第１の時間間隔中、符号３２２で示すように、フィードバック 信号ＣＫ５はハイレベルすなわち“１゜レベルにあり、スイッチ２６および４６ を閉とする。一方、符号３２４で示すフィードバック信号ＣＫ６はローレベルす なわち“Ｏ”レベルにあり、スイッチ２８および４２を開とする。したがって、 バーニヤネットワーク２０は、第１の時間間隔中、符号３２６で示されるように 振幅の大きい励起電位を発生する。バーニヤネットワーク３４からの励起レベル も、第１時間間隔中は同様に、高い振幅レベルにある。

フィードバック信号ＣＫ４が、符号３２８に示すように付勢されてスイッチ５４ を閉とするので、コンデンサ１４および４４にチャージパケットをたくわえさせ る。それから、フィードバック信号ＣＫＩが、符号３３０で示すタイミングで付 勢されてスイッチ６２を閉とする。励起信号Ｖｅは符号３３２のタイミングで極 性が変化し、コンデンサ１４および４４からチャージパケットをライン７６を経 て測定手段６０に送る。

積分信号ｖ１は、符号３３４で示すように、このチャージパケットに応答して基 準電位Ｖｒｅｆ’を超えて増加する。コンパレータ８６は、積分信号ｖ１が基準 電位Ｖ　ｒｅｆを超えて増加し、符号３３６で示すように、測定出力ＶＳが、“ １゜から“０′へ変化したことを検知する。測定出力Ｖｓにおける変化は、ライ ン９０を経てフィードバック手段５０に伝送される。フィードバック手段５０は その変化を検知し、コンデンサ１４および４４からの第１極性のチャージパケッ ト伝送を中止し、コンデンサ１６および４６から測定手段６０への反対極性のチ ャージパケット伝送を開始する。

積分器７８の、コンデンサ１６および４６から送られたチャージパケットへの応 答が第６図に符号３３８で示されている。ジェネレータ手段は、予じめ定めた数 Ｍ１のチャージパケットが両方のコンデンサ１４および４４、ならびにコンデン サ１６および４６から発生されてしまうまで、第６図に示すように、コンデンサ １４および４４から、ならびにコンデンサ１６および４６からチャージパケット を供給しつづける。

Ｎ１個のチャージパケットが発生されてしまった後、フィードバック手段５０は 第１の時間間隔を終了し、符号３４０で示すように、フィードバック信号ＣＫ５ を“１°から“０”に変化させ、フィードバック信号ＣＫ６を“０”から“１” に変化させることにより、第２の時間間隔を開始させる。

第２時間間隔の間に、コンデンサ１４．　４４．　１６．　４６は、符号３４２ で示すように、バーニヤ回路２０および３４からの、より小さい、すなわち微細 な励起レベルを受け取る。

第２時間間隔の間、第５図のフィードバック手段５ｏはジェネレータ手段１１を 制御し、第１時間間隔中における、より大きいチャージパケットの伝送と同様に 、符号３４４で示すように、より小さいチャージパケットを測定手段６ｏに送る 。

予め定めたＮ２個の小チャージパケットが第２時間間隔中に送られた後、第５図 のフィードバック手段５ｏはジェネレータ手段１１を制御し、測定出力ＶＳが変 化するまで、測定手段の積分器７８ヘチヤージパケツトを供給させる。

積分器出力ｖ１は、このようにして、積分器７８がさらに次の測定シーケンスに 対して準備ができるように、基準に近いレベルに平衡させられる。測定手段６０ に送られたチャージパケットの数は、測定期間中にカウンタ回路３０８によって カウントされる。第１および第２の時間間隔よりなる測定期間中に、電荷の平衡 が取れていると、っぎの式（５）に示すような関係が得られる。

Ｐ−Ｋ　（（Ｎ２−Ｎｌ）＋　（Ｎ４−Ｎ３）／２Ｎ）　／（（Ｎ１＋Ｎ２）＋ 　（Ｎ４十Ｎ３）／２Ｎ）　・・・（５）ここに、Ｐは、前の式（３）に示した ように、補正された検知キャパシタンスに関係する圧力、Ｎ１は、測定期間中に 、コンデンサ１４．４４から送られた大きなチャージパケットの数、Ｎ２は、測 定期間中に、コンデンサ１６．４６から送られた大きなチャージパケットの数、 Ｎ３は、測定期間中に、コンデンサ１４．４４から送られた小さいチャージパケ ットの数、Ｎ４は、測定期間中に、コンデンサ１６．４６から送られた小さいチ ャージパケットの数　２Ｎは、高い励起の大きさの低い励起の大きさに対する分 圧比であり、またＫは、スケールファクタである。

好ましい実施例においては、予め定められた数Ｍ１およびＮ２と、分圧比Ｎは選 ばれた固定数であり、したがって式（５）の分母は固定値である。フィードバッ ク手段５０の回路構成部が式（５）の分母で除算して圧力Ｐを計算する必要はな くなる。したがって、式（５）の分母はスケールファクタに１に含ませることが でき、Ｐ−Ｋｌ　（（Ｎ２−Ｎｌ）　＋（Ｎ　４−Ｎ　３）　／２Ｎ）　となる 。

量（Ｎ２−Ｎｌ）は、カウンタ回路３０８内の第１のアップ／ダウンカウンタで カウントされる。量（Ｎ４−Ｎ３）は、カウンタ回路３０８内の第２のアップ／ ダウンカウンタでカウントされる。分圧比Ｎは整数となるよう選定できる。した がって、式（５）の分子中の項（Ｎ４−Ｎ３）／２Ｎの分母である２Ｎは、小数 点の２進法数列内での位置のシフトを単に表わすにすぎないことになる。

第１．第２のアップ／ダウンカウンタの出力は、第５図のフィードバック手段５ ０内での割算またはその他の複雑な演算を何も必要としないで、シフトレジスタ 回路３１４に直接に供給され得る。ディジタル語は、（Ｎ２−Ｎｌ）を表わす上 位（桁）のバイトおよび（Ｎ４−Ｎ３）／２Ｎを表わす下位（桁）のバイトを有 するシフトレジスタに供給される。

第７図のフローチャート３６０は、第５図に示したフィードバック手段５０を有 するトランスミッタ１０の動作の典型的なシーケンスを、第６図のタイミングダ イアグラムに対応づけて示している。

電源投入すなわちスタート３６２において、粗励起モードが選ばれ、３６４で、 Ｎｌ、Ｎ２．Ｎ３．Ｎ４用の各カウンタがゼロにプリセットされる。その代りに 、カウンタを不揮発性メモリ３１３に記憶された非ゼロ値にプリセットすること もできる。

３６６における測定信号Ｖｓの論理レベルに応じて、ジェネレータ手段はキャパ シタンスＣａまたはｃｂの何れかからの大きなチャージパケットを測定手段に送 る。Ｎ１またはＮ２の何れかのカウント値は、３６８および３７０に示すように 、各チャージパケットに対応して１ずつ増加させられる。（Ｎ１十Ｎ２）の値が 、３７２に示すように、予め選ばれた値Ｍ１となるまで、このようにして、電荷 がくり返し送られる。

（Ｎ１＋Ｎ２）が予め選ばれた値Ｍ１に達すると、３７４で微細励起モードが選 ばれる。微細励起モードにおいては、３８０における測定信号Ｖｓの論理レベル に依存して、３７６および３７８に示すように、小さなチャージパケットがキャ パシタンスＣａまたはｃｂの何れかから測定手段に送られる。微細チャージパケ ットの数（Ｎ３＋Ｎ４）が、３８２に示すように、第２の予め選んだ数Ｍ２に等 しくなるまで、このようにして、電荷が、くり返し送られる。

チャージパケットのカウントはシーケンス内のこの時点で停止される。しかし、 付加的な、より小さいチャージパケットが積分器に送られてこれを再び平衡させ 、３８４に示すように、次の測定サイクルに対して積分器に準備を整えさせる。

数（Ｎ２−Ｎｌ）および（Ｎ４−Ｎ３）は、その後に、３８６に示すように、カ ウンタからシフトレジスタの上位および下位バイトにそれぞれ転送される。そし て、新たな測定サイクルが３８８に示すように開始される。

トランスミッタ１０用の回路構成部は、低電力消費のＭＯ３集積回路よりなるこ とが好ましい。第６図に示す例では、選ばれた数としてＭｌ−８，Ｎ２−１６を 例に取っている。更に好ましい実施例では、分圧比６４に対して、選ばれた数と してＭｌ−１０２４，Ｎ２−３２０を用い、１５００のオシレータサイクル以内 で所望の１６ビツトの分解能を得ている。１０マイクロ秒のオシレータサイクル を用いると、測定サイクルを１５ミリ秒で完了させることができる。

被検知パラメータについて１６ビツトの分解能を得るのに６４．０（）０サイク ルを必要とするような、簡単な単一または２重スロープＡ／Ｄコンバータに関し て重要な改良が得られる。

特表千１−５０３２５５　（１２）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．被検知パラメータを代表する出力を供給するためのトランスミッタであって 、 被検知パラメータに結合されたリアクタンス手段を備えて調整可能な量のチャー ジパケットを形成し、チャージバケットよりなり、かつ被検知パラメータに応答 するジェネレータ信号を発生するためのジェネレータ手段と、ジェネレータ信号 をリアクタンス手段の関数として測定し、その関数としての測定信号を発生する ように、ジェネレータ手段に結合された測定手段と、 フィードバック信号を測定信号の関数として前記ジェネレータ手段に供給し、チ ャージパケットの量を表わす出力信号を発生するように、前記測定手段に結合さ れたフィードバック手段であって、その出力が被検知パラメータの改良された表 示となるように、チャージバケットの大きさを調整するための、前記ジェネレー タ手段に結合された調整手段を備えたフィードバック手段とを具備したトランス ミッタ。 ２、ジェネレータ手段は、リアクタンス手段に調整可能な励起を供給するように 、調整手段に結合されたバーニヤ手段を備えた請求項１記載のトランスミッタ。 ３．バーニヤ手段は、第１の時間間隔の間、リアクタンス手段に第１のレベルの 励起を供給し、第１の時間間隔とは異なる第２の時間間隔の間、第１のレベルと は異なる第２レベルの励起をリアクタンス手段に供給する請求項２記載のトラン スミッタ。 ４．励起が周期的である請求項３記載のトランスミッタ。 ５．第１の時間間隔は、ある選ばれた数の励起サイクルよりなる請求項４記載の トランスミッタ。 ６．第２レベルの励起は、第１レベルの励起よりも小なる大きさである請求項５ 記載のトランスミッタ。 ７．第２レベルの励起は、第１の時間間隔の間に供給された電荷を平衡させるよ うに、リアクタンス手段に結合される請求項６記載のトランスミッタ。 ８．リアクタンス手段は容量性センサを備えた請求項７記載のトランスミッタ。 ９．検知されるパラメータは、容量性センサに印加された圧力である請求項８記 載のトランスミッタ。 １０．バーニヤ手段は、第１および第２レベルの励起を供給するように、容量性 センサに結合された分圧器手段を具備した請求項９記載のトランスミッタ。 １１．バーニヤ手段は、第１および第２レベルの励起を選択的に容量性センサに 結合するように、分圧器に結合されたスイッチング手段を更に具備した請求項１ ０記載のトランスミッタ。 １２．ジェネレータ手段は更に、浮遊リアクタンスを補正するように、リアクタ ンス手段に結合された補正手段を具備した請求項１１記載のトランスミッタ。 １３．フィードバック手段は、ある時間間隔中に測定手段に供給されたチャージ パケットの数をカウントするように、フィードバック信号に結合されたカウンタ 手段を具備した請求項１２記載のトランスミッタ。 １４．出力が、第１および第２時間間隔中に、ジェネレータ手段から測定手段へ 供給されたチャージパケットの数の関数である請求項１０記載のトランスミッタ 。 １５．出力Ｐが実質的に、 Ｐ＝Ｋ｛（Ｎ２）−（Ｎ１）−（Ｎ３／Ｎ）｝／｛（Ｎ２）＋（Ｎ１）＋（Ｎ３ ／Ｎ）｝（ここに、Ｋは比例定数、Ｎは分圧器手段の分圧比、Ｎ１およびＮ２は 第１時間間隔中に測定手段に供給されたチャージバケットの数であり、またＮ３ は第２時間間隔中に測定手段に供給されたチャージバケットの数である）として 計算される請求項１４記載のトランスミッタ。 １６．出力Ｐが実質的に、 Ｐ＝Ｋ｛（Ｎ２−Ｍ）＋（Ｎ４−Ｎ３）／２Ｎ｝／｛（Ｎ２＋Ｎ１）＋（Ｎ４＋ Ｎ３）／２Ｎ｝（ここにＫは比例定数、２Ｎは分圧器手段の分圧比、Ｎ１および Ｎ２は第１時間間隔中に測定手段に供給されたチャージバケットの数、Ｎ３およ びＮ４は第２時間間隔中に測定手段に供給されたチャージバケットの数である） として計算される請求項１４記載のトランスミッタ。 １７．前記（Ｎ１＋Ｎ２）＋（Ｎ４＋Ｎ３）／２Ｎは、出力がカウンティングに よって計算されるように、フィードバック手段によってある選定された固定値に 制御される請求項１６記載のトランスミッタ。 １８．出力は４−２０ミリアンペアの電流である請求項１０記載のトランスミッ タ。 １９．トランスミッタは出力電流によって付勢される請求項１８記載のトランス ミッタ。 ２０．トランスミッタは、２線式ループにより付勢され、ディジタル出力を前記 ループに供給する請求項１記載のトランスミッタ。