JPH0354399B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、圧力、変位等の物理量を検出する検
出器の出力信号を対応する電流に変換し、２線式
の伝送路を介して遠隔の受信部への伝達する２線
式伝送回路に関する。

＜従来技術＞ ２線式伝送回路は周知のように、検出器の出力
信号を対応する電流に変換した後、２線の伝送路
に供給するものであり、伝送線が２本で済むこと
から工業計測の分野で広く利用されている。

この種の従来の２線式伝送回路の実施例を第１
図に示す。端子L₁，L₂は電源E_Bと電流を受信す
る受信部Ａを介して接続されている。電源E_Bは
例えば直流24V等の電源である。端子L₁，L₂には
出力トランジスタQ₁と帰還抵抗R₁が直列に接続
されている。出力トランジスタQ₁の両端には定
電流回路CC１とゼナーダイオードZ_Dが接続され、
ゼナーダイオードZ_Dの両端に定電圧E_Zを得てい
る。SC１は物理量を検出し電気信号に変換する
センサ回路であり、定電圧E_Zにより端子T₁，T₂
を介して附勢されている。センサ回路SC１の出
力は、端子T₃から抵抗R₂を介して演算増幅器Q₂
の非反転入力端に接続されている。非反転入力端
はまた抵抗R₁の分圧点と抵抗R₃を介して接続さ
れ、演算増幅器Q₂の反転入力端には定電圧E_Zを
抵抗R₄で分圧した電圧が印加されている。抵抗
R₁，R₂，R₃およびR₄で１つの抵抗回路網を構成
している。演算増幅器Q₂の出力により出力トラ
ンジスタQ₁が制御されるように接続されている。

センサ回路SC１からの電圧信号と抵抗R₄から
のゼロ点設定電圧信号との差は演算増幅器Q₂を
介して出力トランジスタQ₁の電流を制御する。
出力トランジスタQ₁および定電流回路CC１を流
れる電流は抵抗R₁を流れ、この電流に比例した
電圧信号が抵抗R₃を介して演算増幅器Q₂に帰還
され、演算増幅器Q₂の両入力端間の電位差がゼ
ロになるように動作する。その結果、センサ回路
SC１の出力は端子L₁，L₂間を流れる伝送電流I_L
と対応し、これが受信部Ａに表示され、いわゆる
２線式伝送回路として機能する。

以上のように構成された第１図における従来の
実施例においてはセンサ回路SC１から出力され
た電圧信号を抵抗R₂とR₃で正確に分圧して演算
増幅器Q₂の非反転入力端に印加する必要がある。
このため抵抗R₂およびR₃として高価な精密抵抗
を必要とし、全体としてコストの上昇を招く欠点
がある。

＜発明の目的＞ 本発明は、前記の従来技術に鑑み、特に高価な
精密抵抗を使わなくても安価に必要な精度を得る
ことのできる２線式伝送回路を提供することを目
的とする。

＜本発明の構成＞ この目的を達成する本発明の構成は、受信部に
２線式の伝送路を介して伝送電流を供給する２線
式伝送回路に係り、測定すべき物理量に応じてデ
ユテイ比が変化する第１パルス信号を出力するセ
ンサ回路部と、伝送電流に対応する電圧に応じて
デユテイ比の変化する第２パルス信号を出力する
デユテイ比変換回路と、第１パルス信号のパルス
幅と第２パルス信号のパルス幅との差のパルス幅
を持つ第３パルス信号を出力するパルス演算回路
と、このパルス演算回路からの第３パルス信号を
平均化する平滑回路と、この平滑回路の出力によ
り伝送電流を制御する制御部とを有することを特
徴としたものである。

＜実施例＞ 以下、本発明の実施例について図面に基づき説
明する。

第２図は本発明におけるセンサ回路部の１実施
例を示すブロツク図である。第２図におけるセン
サ回路部SC２は差圧等を静電容量に変換する検
出部PCC（但し、温度補償コンデンサは図示せ
ず）と検出部PCCにおける静電容量の変化をデ
ユテイ比に変換する容量／デユテイ比変換部
CDCとから構成されている。

検出部PCCは固定電極SP₁とSP₂間に可動電極
MPが設られており、検出すべき物理量の変化に
応じて機械的変位ΔPが生ずる様になつている。
固定電極SP₁は端子T₄に、固定電極SP₂は端子T₅
に、可動電極MPは端子T₆にそれぞれ接続されて
いる。

固定電極SP₁と可動電極MPとの間にはコンデ
ンサC₁が、固定電極SP₂と可動電極MPとの間に
はコンデンサC₂がそれぞれ形成されており、こ
れ等は可動電極MPの機械的変位ΔPにより差動
的に変化する様になつている。ΔP＝０のときの
コンデンサC₁，C₂の容量をC₀とすれば、各々次
式で示される。

C₁＝C₀１／１−k₁・ΔP (1) C₂＝C₀１／１＋k₁・ΔP (2) ただし、k₁は定数である。

容量／デユテイ比変換部CDCは電源端子T₇、
出力端子T₈を有している。電源端子T₇には一定
電圧V_Zが与えられ定電流回路CC２を介してスイ
ツチSW₁およびSW₂の各端子ａに接続されてい
る。スイツチSW₁およびSW₂の各端子ｂは共に共
通電位点COMに接続されている。スイツチSW₁
の端子Ｃは端子T₄を介して固定電極SP₁に、スイ
ツチSW₂の端子Ｃは端子T₅を介して固定電極SP₂
にそれぞれ接続されている。また、スイツチ
SW₁，SW₂の端子Ｃはそれぞれ抵抗R₅，R₆の一
端に接続され、その他端は比較器Q₃の非反転入
力端に接続されている。比較器Q₃の反転入力端
と共通電位点COMとの間には比較器Q₄の出力に
より制御される比較電圧V_C1が与えられている。
比較器Q₃の出力端はフリツプフロツプFFの入力
端CLに接続され、その出力端Ｑは出力端子T₈に
接続されると共にスイツチSW₁，SW₂の端子Ｃを
端子ａ又はｂに同時に切換える。フリツプフロツ
プFFの出力端Ｑはまた単安定回路MMの入力端
CLに接続され、その出力端Ｑは抵抗R₇とコンデ
ンサC₃の直列回路を介して共通電位点COMへ接
続されている。抵抗R₇とコンデンサC₃で平滑回
路を構成している。抵抗R₇とコンデンサC₃の接
続点は比較器Q₄の反転入力端に接続され、そ
の非反転入力端には比較電圧V_c2が与えられてい
る。

次に以上の如く構成されたセンサ回路部SC２
の動作について第３図を参照して説明する。第３
図は第２図の実施例の各部の波形を示す波形図で
ある。先ず第３図の波形図に従つてフリツプフロ
ツプFFの出力端の波形Ｃが“Ｌ”レベルになる
と、スイツチSW₁の端子ａとｃが接続される。こ
の結果、コンデンサC₁は定電流回路CC２により
一定電流i₁で充電され、第３図Ａに示す様にその
両端の電圧は直線的に上昇する。同時にスイツチ
SW₂の端子ｂとｃも接続され、コンデンサC₂の
電荷が共通電位点に放電されるので、その両端の
電圧は第３図Ｂに示す様にゼロ電位となる。従つ
て、比較器Q₃の非反転入力端には、抵抗R₅とR₆
でコンデンサC₁の両端の電圧を分圧した値が印
加される。この値が比較電圧V_C1と一致する値ま
でコンデンサC₁が充電される。抵抗R₅とR₆の値
を等しいとすれば、この点はコンデンサC₁の両
端の電圧が2V_C1となつた点である。この点に達
するまでの時間T_AはコンデンサC₁の容量C₁に対
応した値となり、次式の様になる。

T_A＝C₁／i₁x2V_c (3) 比較器Q₃の非反転入力端の電圧が比較電圧V_c1
に達すると比較器Q₃の出力が反転し、スイツチ
SW₁，SW₂がそれぞれ端子ｂ，ａに切換えられ
る。この結果、コンデンサC₁の両端の電圧はゼ
ロ電位となり（第３図Ａ）、今度はコンデンサC₂
が定電流回路CC２より一定電流i₁で充電されこ
の両端の電圧が直線的に上昇する（第３図Ｂ）。
コンデンサC₂の両端の電圧が2V_c1になると比較
器Q₃の出力が反転する。反転するまでの時間T_B
はコンデンサC₂の容量に比例し、次式の様にな
る。

T_B＝C₂／i₁x2V_c (4) 一方、フリツプフロツプFFの出力端Ｑの波形
（第３図Ｃ）が“Ｌ”ベルになるとこれが単安定
回路MMの入力端CLにも同時に与えられ、その
出力端Ｑに第３図Ｄに示す様な単安定回路MMに
よつて決定される波高値がV_Zの一定のパルス幅
T_cを有するパルス電圧が得られる。この電圧は
抵抗R₇とコンデンサC₃で平滑されて比較器Q₄の
反転入力端に印加され、比較電圧V_C2と比較され
る。比較の結果、反転入力端の電圧が比較電圧
V_C2より大きいときは比較電圧V_c1を下げ、比較
電圧V_C2より小さいときは比較電圧V_C1を上げる
様に比較電圧V_C1を調節して平衡する。従つて平
衡状態では次式が成立する。

T_c／T_A＋T_BV_Z＝V_C2 (5) ここで、V_Z，V_C2およびT_cは一定であるので、
Ｋを一定値として T_A＋T_B＝Ｋ (6) となる。

以上の説明から判る様に端子T₈には一定の周
期（T_A＋T_B）を有するパルス信号S₀が得られる。

次に、以上のセンサ回路SC２を用いて２線式
伝送回路を構成した第４図の実施例について説明
する。

端子L₁，L₂には出力トランジスタQ₅、ダイオ
ードD₁および帰還抵抗R₈が直列に接続されてい
る。出力トランジスタQ₅とダイオードD₁の直列
回路の両端には定電流回路CC１とゼナーダイオ
ードZDが直列に接続され、ゼナーダイオードの
両端には定電圧V_Zを得ている。この定電圧V_Zに
より演算増幅器Q₆が附勢され、その出力電圧で
出力トランジスタQ₅を制御する。演算増幅器Q₆
と出力トランジスタQ₅で伝送電流I_Lを制御する制
御部を構成する。

帰還抵抗R₈の両端に生じた帰還電圧R₈I_Lから
バイアス電圧V₁を引いた電圧を抵抗R₉を用いて
分圧比βで分圧し帰還電圧V_fを得る。電源端子
T₇と抵抗R₉の分圧点との間には定電流i₂を供
給する定電流回路CC３と検出部PCC内に温度補
償用として設けられた温度補償コンデンサC₄が
直列に接続されている。

Ｄ型フリツプフロツプDFFの入力端子Ｃは出
力端子T₈と接続されてパルス信号S₀を受ける。
このデータ端子Ｄは電源端子T₇と接続され、定
電圧V_zが与えられている。Ｄ型フリツプフロツ
プDFFの出力端子ＱはNORゲートG₁の入力の一
端に接続され、入力の他端はインバータG₂を介
して出力端子T₈と接続されている。Ｄ型フリツ
プフロツプDFFの出力端子Ｑの電圧はまたスイ
ツチSW₃を制御する。スイツチSW₃の端子ａは分
圧点と接続され、端子ｂは定電流回路CC３、
温度補償コンデンサC₄との接続点および比較器
Q₇の非反転入力端に接続されている。この反転
入力端と共通電位点COMとの間には比較電圧V_c3
が与えられ、その出力はＤ型フリツプフロツプ
DFFのリセツト端子Ｒに与えられこれを制御す
る。

一方、NORゲートG₁の出力は抵抗R₁₀とコン
デンサC₅で構成される平滑回路を介して電圧V₂
として演算増幅器Q₆の非反転入力端に与えられ、
その反転入力端には定電圧V_Zを抵抗R₁₁で分圧し
たゼロ点調整用の電圧V₃が与えられている。

次に、以上の如く構成された第４図の実施例の
動作を第５図の波形図を用いて説明する。

第５図のＡは容量／デユテイ比変換部CDCの
出力のパルス信号S₀の波形、Ｂは比較器Q₇の非
反転入力端のパルス信号S₁の波形、ＣはＤ型フリ
ツプフロツプDFFの出力端子Ｑのパルス信号S₂
の波形、ＤはNORゲートG₁の出力端のパルス信
号S₃の波形を示す。

先ず、パルス信号S₂が“Ｌ”状態にあり、スイ
ツチSW₃の端子ａとｂが短絡され、比較器Q₇の
非反転入力端の電位が帰還電圧V_fと同電位にあ
るものとする。この状態でパルス信号S₀が立上る
とＤ型フリツプフロツプDFFの出力が“Ｈ”状
態に反転しスイツチSW₃の端子ａとｂが開放され
る。このため定電流回路CC３から一定電流ｉが
温度補償用コンデンサC₄に流れるので比較器Q₇
の非反転入力端の電位が帰還電圧V_fより直線的
に上昇し、比較電圧V_c3に達した時点で比較器Q₇
の出力が反転しＤ型フリツプフロツプDFFをリ
セツトする。従つてパルス信号S₁とS₂はスイツチ
SW₃の端子ａとｂの開放から短絡までの期間T_D
に等しいパルス幅となる。このため、次式が成立
する。

C₄（V_c3−V_f）＝i₂T_D (7) パルス信号S₀を反転したパルスとパルス信号S₂
とをNORゲートG₁を通すことにより、その出力
端にはパルス信号S₀とS₂とのパルス幅の差のパル
ス幅（T_A−T_B）で波高値がV_Zのパルス信号S₃が
得られる。これを抵抗R₁₀とコンデンサC₅で平滑
すると次式で示す電圧V₂となる。

V₂＝T_A−T_D／T_A＋T_BxV_Z (8) 演算増幅器Q₆は電圧V₂とゼロ点調節のための
電圧V₃とが等しくなるように出力トランジスタ
Q₅を介して伝送電流I_Lを制御して帰還電圧V_fを変
え、平衡する。平衡状態ではV₂＝V₃とおいて次
式を得る。

V₃＝T_A−T_D／T_A＋T_BxV_Z (9) 変形して、 V₃＝T_A／T_A＋T_BV_Z−T_D／T_A＋T_BV_Z (9)′ ここで、第１項は(3)，(4)式からC₁V_Z／（C₁＋
C₂）となり、これに(1)，(2)式を代入することに
より（１＋k₁ΔP）V_Z／２となる。第２項に(6)，
(7)式を用いると次式となる。

V₃＝１＋k₁ΔP／２・V_Z−V_c3−V_f／Ki₂・C₄V_Z (10) 帰還電圧V_fは V_f＝−β（R₈I_L−V₁） (11) となるので、これを(10)式へ代入して整理すると、 I_L＝V₁／R₈＋１／β（V_c3／R₈＋Ki₂／2R₈C₄ −V₃Ki₂／R₈C₄V_Z）＋k₁Ki₂／2R₈C₄・Δp／β (12) となる。(12)式の第１項はI_L＝４〜20mAのレンジ
の場合はV₁／R₈を4mAに設定し、第２項はこの
項がゼロになる様にV₃の大きさを調節する。第
３項は可動電極MPの機械的変位ΔPに比例した
伝送電流I_Lを与える項である。分圧比βを変える
ことによりスパンを調節することができる。

なお、検出部PCCの温度が変化するとコンデ
ンサC₁，C₂の静電容量が変化し時間T_A，T_Bも変
化し、誤差要因となるが、検出部PCCには温度
補償用コンデンサC₄を挿入し、この値も同様に
変化するようにしたので(7)式で示すごとく時間
T_Dも同じく変化をする。従つて(9)′式の分母、分
子とも同じ変化をするので温度によるスパン誤差
は生じない。

第４図の実施例によれば、インバータG₂、
NORゲートG₁、Ｄ型フリツプフロツプDFF、ス
イツチSW₃、比較器Q₇等の素子はデジタル素子
であるので、IC化が容易であり、１チツプでこ
れら全ての素子を構成できる。特に、セミカスタ
ムICであるゲートアレイ（300ゲート、800ゲー
ト等のもの）を使うと１チツプICで、第１図の
従来技術における精密抵抗R₂，R₃などに対して
１桁以下の低コストで実現できる。なお、第４図
における抵抗R₁₀は安価なものを使用できる。

＜発明の効果＞ 以上、実施例と共に具体的に説明した様に本発
明によれば、センサ回路部からの出力を従来のご
とくアナログ回路のみで処理せずに、デユテイ比
変換回路およびパルス演算回路などデジタルIC
化が容易で低コストの素子を用いることとしたの
で全体として従来に比べて低コストの２線式伝送
回路が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の実施例を示すブロツク図、第２
図は本発明におけるセンサ回路部の１実施例を示
すブロツク図、第３図は第２図の実施例の各部の
波形を示す波形図、第４図は本発明における全体
構成の１実施例を示すブロツク図、第５図は第４
図の実施例の各部の波形を示す波形図である。 SC１，SC２……センサ回路部、PCC……検出
部、CDC……容量デユテイ比変換部、CC１〜CC
３……定電流回路、Q₃，Q₄，Q₇……比較器、S₀
〜S₃……パルス信号、I_L……伝送電流、V_Z……定
電圧、V_f……帰還電圧。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 受信部に２線式の伝送路を介して伝送電流を
   供給する２線式伝送回路において、測定すべき物
   理量に応じてデユテイ比が変化する第１パルス信
   号を出力するセンサ回路部と、前記伝送電流に対
   応する電圧に応じてデユテイ比の変化する第２パ
   ルス信号を出力するデユテイ比変換回路と、前記
   第１パルス信号のパルス幅と前記第２パルス信号
   のパルス幅との差のパルス幅を持つ第３パルス信
   号を出力するパルス演算回路と、前記パルス演算
   回路からの第３パルス信号を平均化する平滑回路
   と、前記平滑回路の出力により前記伝送電流を制
   御する制御部とを有することを特徴とする２線式
   伝送回路。