JPH0152993B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は多相不平衡低力率負荷に対して力率の
改善と多相平衡化を図ると共に負荷の高調波リツ
プルを補償することのできる電力調整装置に関す
る。

〔発明の技術的背景及びその問題点〕

多相交流電源にとつては、負荷に対して各相の
電流値が等しく平衡化し、また高調波リツプルを
含むことなく、同時に電流と電圧との位相差が
零、つまり力率が１であることが望ましい。上記
要件が満されない場合には、電力設備容量の著し
い増大を招き、また、電力利用率の低下を招く。

しかるにアーク炉装置やサイリスタを用いた静
止レオナード装置等の多相不平衡低力率負荷にあ
つては無効電力を多く消費し、しかもその変動に
より同一電源系統に接続された他の負荷に対して
悪影響を及ぼす問題を有している。また、サイク
ロコンバータ装置等の負荷においては、電源周波
数以外の高周波成分を発生し、ラジオノイズ等の
誘導障害を招来し、かつ系統の高調波損失を増大
させている。

そこで従来、力率改善を目的として、進相コン
デンサや調相機が主に用いられているが、電力損
失が増大し、負荷変動に対する応答性が悪く、補
償精度が限界に達する等の問題があつた。これが
為にその使用条件が大きく制約される。

一方、三相電力の平衡化を目的とした技術が、
特開和52−87650号公報等に紹介されている。こ
れに示される「電力調整装置」は、自動コンバー
タを用い、高調波分も含めた無効電力補償を行
い、合わせて電源側から供給される電流の三相平
衡化も行い得ることを示している。しかし、自動
コンバータは強制転流するための複雑な回路が必
要となり、いきおい、高価な装置とならざるを得
なかつた。また、点弧ノイズ等により転流失敗す
る可能性もあり、システムとしての信頼性に欠け
る面があつた。

また、最近、他励コンバータを用いた電力用能
動フイルタ（昭和57年電気学会全国大会、論文No.
608）が発表され、高調波分も含めた無効電力の
補償ができることを示している。しかし、ここで
使われているコンバータは常に正群コンバータと
負群コンバータを対にして動作させることが必要
で、三相電源に対して補償電流を供給するには、
少なくとも６台の他励コンバータを用意しなけれ
ばならない。故に装置の構成が複雑となり、高価
なものとなる欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、他励コ
ンバータだけで、多相電力の平衡化と高調波成分
も含めた無効電力補償を行うもので、しかも他励
コンバータの台数を上記従来装置の台数の半分で
実施できる電力調整装置を提供することを目的と
する。

〔発明の概要〕

本発明はこの目的を達成するために、電力調整
装置を、多相交流電源と、コンデンサあるいはコ
ンデンサと交流リアクトルから構成される高周波
無効電力源と、この高周波無効電力源に絶縁トラ
ンスを介して交流側端子を接続し、かつ直流側端
子を直流リアクトルを介して一方向の循環電流が
流れるように構成した少なくとも３台の交直電力
変換器からなるコンバータと、前記多相交流電源
と前記コンバータの直流側端子の間に設けられる
交流リアクトルで構成し、前記高周波無効電力源
の電圧検出値と指令値との偏差に応じて前記多相
交流電源から供給される多相平衡化電流の指令値
を与えるようにしたことを特徴とする。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力調整装置の一実施例を示
す主回路構成図である。図中Ｕ，Ｖ，Ｗは３相交
流電源の電線路、Loadは３相不平衡負荷、TR_S
は電源トランス、AL₁，AL₂，AL₃は交流リアク
トル、L₁，L₂，L₃は直流リアクトル、SS１，SS
２，SS３は交直電力変換器（他励コンバータ）、
TR_Cは絶縁トランス、CAPは高周波無効電力源
となる進相コンデンサ、CT₁〜CT₆は変流器、
PT_S，PT_Oは変成器、Ｄは整流回路である。

第２図は、第１図の装置の制御回路の一実施例
を示す構成図である。図中、C_O，C_U，C_Vは比較
器、G_O（Ｓ），G_U（Ｓ），G_V（Ｓ）は制御補償回路、
ML_U，ML_Vは乗算器、A₁，A₂，A₃は加算器、
K₁，K₂は反転増幅器、PH−１，PH−２，PH
−３は位相制御回路、PTGは３相正弦波発生器
を各々示す。

第１図の３相負荷Loadは３相不平衡電流I_LU，
I_LV、L_LWをとるものとし、各相電流の大きさ及び
電圧に対する位相角はまちまちとなつている。た
だし、３相−３線式であるから、I_LU＋I_LV＋I_LW＝
Ｏを満足するものと考える。第３図ａは、そのと
きの電圧電流ベクトル図を示す。V_U，V_VV_Wは電
源各相の電圧で、それに対し、負荷電流I_LU，I_LV，
I_LWが流れた場合、破線で示す補償電流I_CU，I_CV，
I_CWを供給することにより電源からは３相平衡電
流I_SU，I_SVが供給されることを示している。

以下、本発明の電力調整装置による上記補償電
流の制御法を、第１図及び第２図の実施例を参照
しながら説明する。

第１図の他励コンバータSS１，SS２，SS３と
直流リアクトルL₁，L₂，L₃は三角結線の循環電
流式サイクロコンバータを構成するもので、直流
リアクトルL₁，L₂，L₃の中間タツプから、交流
リアクトルAL₁，AL₂，AL₃及び電源トランス
TR_Sを介して３相交流電源に補償電流I_CU，I_CVお
よびI_CWを供給するようになつている。

また、他励コンバータSS１，SS２，およびSS
３の交流側端子は絶縁トランスTR_Cを介して高周
波無効電力源たる進相コンデンサCAPに接続さ
れている。

無効電力源の周波数は前記三角結線サイクロコ
ンバータ点弧制御周波数によつて決定され、進相
コンバータCAPがとる進み無効電力とサイクロ
コンバータがとる遅れ無効電力とがちつうど打ち
消し合うようにサイクロコンバータの循環電流が
流れる。

以上、無効電力源の電圧は最初交流電源から有
効電流をとり入れることによつて確立させ、その
後は当該電圧がほぼ一定になるように、損失分に
相当する有効電力を交流電源から供給すればよ
い。

無効電力源の交流電圧を変成器PT_Oで検出し、
それを整流器Ｄを介して直流電圧V_Oとする。検
出電圧V_Oを第２図の比較器C_Oに入力し、設定電
圧値V_O ^*と比較する。その偏差ε_O＝V_O ^*−V_Oは制
御補償回路G_O（Ｓ）を介して、有効電流の波高値
指令I_nとなる。制御補償回路G_O（Ｓ）は通常積分
要素で構成され、前記偏差ε_Oの定常分が零になる
ように制御する。

前記、波高値指令I_nは次の乗算器ML_U及び
ML_Vに入力され、交流電源電圧V_U及びV_Vに同期
した単位電圧の正弦波V_U′，V_V′と掛け合せられ
る。なお、上記単位電圧正弦波V_U′，V_V′は電源
端に接続された変成器PT_Sによつて得られる。

すなわち、乗算器ML_U及びML_Vの出力は次式
のようになる。

I_PU＝I_n×V_U′＝I_n・sinωst I_PV＝I_n×V_V′＝I_n・sin（ωst−2〓／３） 次に、加算器A₁によつてＵ相負荷電流検出値
I_LUと上記乗算器ML_Uの出力I_PUの反転値−I_PUを加
え合せＵ相補償電流の指令値I^* _CU＝I_LU−I_PUを求め
る。

同様に、加算器A₂によつてＶ相角荷電流検出
値I_LVと上記乗算器ML_Vの出力I_PVの反転値−I_PVを
加え合せ、Ｖ相補償電流の指令値I_*CV＝I_LV−I_PVを
求める。

Ｕ相補償電流I_CUは次のように制御される。

まず、比較器C_UにＵ相補償電流検出値I_CUと前
記指令値I^* _CUを入力し、偏差ε_U＝I^* _CU−I_CUを求め
る。偏差ε_Uを次の制御補償回路G_U（Ｓ）に入力
し、比列増幅あるいは積分等を行う。制御補償回
路G_U（Ｓ）の出力e_Uは、１つは反転増幅器K₁及び
加算器A₃を介して位相制御回路PH−１に入力さ
れ、もう１つは、直接位相制御回路PH−２に入
力される。ここで説明の便宜上、Ｖ相、補償電流
制御回路からの位相入力信号e_Vは零として話を進
める。

指令値I^* _CUが検出値・I_CUより大きい場合、偏差
ε_U＝I^* _CU−I_CUは正の値となつて、位相入力信号e_U
の値を増加させる。すると、コンバータSS−２、
の出力電圧V₂は入力e_Uに比例して正の電圧を発
生し、コンバータSS−１の出力電圧V₁は入力−
e_Uに比例して負の電圧を発生する。なお、コンバ
ータSS−３の出力電圧V₃は、入力e_V＝０である
ため、零電圧を発生する。従つてV₁＝−V₂、V₂
＝０となり、補償電流I_CU＝−I_CWは、電圧V₂によ
つて、SS２→L₁→AL₁→TR_S→AL₃→L₃→SS２
の経路で増加し、指令値I^* _CUに等しくなつて落ち
着く。このとき、Ｖ相補償電流I_CVは、コンバー
タSS−１の出力電圧V₁とコンバータSS−２の出
力電圧V₂がつり合つているため、I_CV＝０となる。
すなわち、Ｖ相電流制御系には影響を与えない。

指令値I^* _CUが検出値I_CUより小さくなつた場合も
同様に制御され、最終的にI^* _CU＝I_CUとなつて落着
く。

次にＶ相補償電流I_CVの制御動作を説明すると
下記の様になる。

比較的C_VにＶ相補償電流検出値I_CVとその指令
値I^* _CUを入力し、偏差ε_V＝I^* _CU−I_CVを求める。偏差
ε_Vを次の制御補償回路G_V（Ｓ）に入力し、比例増
幅あるいは積分等を行う。制御補償回路G_V（Ｓ）
の出力e_Vは、１つは反転増幅器K₂を介して位相
制御回路PH−３に入力され、もう１つは加算器
A₃を介して位相制御回路PH−１に入力される。
なお、Ｕ相補償電流I_CUはその指令値I^* _CUに等しく
制御されている状態を初期条件として話を進め
る。

指令値I^* _CUが検出値I_CVより大きい場合、偏差ε_V
は正の値となつて位相入力信号e_Vの値を増加させ
る。すると、コンバータSS−１の出力電圧V₁は
入力e_Vに比例して、正の電圧を発生し、コンバー
タSS−３の出力電圧V₃は入力−e_Vに比例して負
の電圧を発生する。故に、電圧V₁によつて、電
流I_CVが、SS−１→L₂→AL₂→TR_S→AL₁→L₁→
SS１の経路で流れはじめ、この結果I^* _CU＞I_CUとな
り、V₂を正方向に増加させ、V₁を減少させよう
とする。この結果、Ｗ相の補償電流I_CWが矢印と
反対方向に流れ、最終的にI_CU＝I^* _CU、I_CV＝I^* _CV、
I_CW＝−I_CU−I_CVとなつて落ち着く。

I^* _CV＜I_CVとなつた場合も同様に制御され、最終
的にI^* _CV＝I_CV、I^* _CU＝I_CUとなつて落ち着く。

Ｗ相の補償電流I_CWは上記Ｕ相及びの電流制御
の結果、一意的に決定されるので、制御ループを
構成する必要はない。

上記コンバータSS１，SS２，SS３の出力電圧
は、過渡的な場合を除けば、V₁＋V₂＋V₃＝０と
なつてつり合つている。

V₁＋V₂＋V₃＞０とすると、三角結線サイクロ
コンバータの循環電流I_Oが増加し、逆にV₁＋V₂
＋V₃＜０とすると当該循環電流I_Oは減少する。

高周波電源側から見たサイクロコンバータの遅
れ無効電力Q_CCは上記循環電流I_Oの大きさに比例
する。

第４図は高周波電源側の等価回路を表わしたも
ので、破線で囲まれた部分がサイクロコンバータ
である。前記循還電流I_Oが増加すると、遅れ無効
電力Q_CCが増加し、可変インダクタンスL_CCの値を
減少させる。故にコンデンサCAPと当該インダ
クタンスL_CCによる共振周波数すなわち発振周波
数_Oは増加する。逆にI_Oが減少すると、Q_CCも減
少するので、L_CCが大きくなつたよう作用し、発
振周波数_Oを低減させる。

実際には、上記発振周波数_Oが第２図の３相正
弦波発生器PTGの出力周波数_O ^*に一致するよう
に、上記循還電流I_Oは自動的に決定される。その
原理は次の通りである。

第２図の３相正弦波発生器PTGは、前記位相
制御回路PH−１，PH−２，PH−３に位相基準
を与えるもので、その出力周波数_O ^*は例えば1k
Hz一定となつている。ここで説明を簡単にするた
め、位相制御入力信号e_U，e_Vは一定として考え
る。故にコンバータSS−１，SS−２及びSS−３
の点弧位相角α₁、α₂及びα₃は一定となり出力電圧
V₁、V₂及びV₃を発生している。

第５図は３相正弦波発生器PTGの１相分出力
波形と点弧タイミングを示したもので、位相角α₁
で制御されている。破線で示す如く高周波電源の
発振周波数_Oが上記３相正弦波発生器PTGの出
力周波数_O ^*より低くなつた場合、破線（実電圧）
に対する点弧位相角α₁′は実線に対する位相角α₁
より進み、コンバータSS−１の出力電圧V₁を正
の方向に増加させる。同様、コンバータSS−２，
SS−３の出力電圧V₂、V₃も増加し、V₁＋V₂＋
V₃＞０となる。故に循環電流I_Oが増加し、第４図
の可変インダクタンスL_CCが減少して、発振周波
数_Oが高くなる。最終的に_O ^*＝_Oになるような
循環電流I_Oが流れて落ち着く。_Oが_O ^*より高く
なつた場合にはV₁＋V₂＋V₃＜０となつて、I_Oが
減少し、_Oが低くなつて、やはり_O＝_O ^*となつ
て落ち着く。

すなわち、高周波電源の発振周波数_Oは第２図
の３相正弦波発生器PTGの出力周波数_O ^*と等し
くなるように制御される。

次に、高周波電源の電圧制御の動作を説明す
る。

まず、負荷電流I_LU，I_LV及びI_LWが零の場合を述
べる。最初V_O＝０に対して指令値V_O ^*＞０を与え
る。すると、偏差ε_O＝V_O ^*は正の値となつて、有
効電流指令値の波高値I_nを増加させる。故に、Ｕ
相及びＶ相の有効電流指令I_PU及びI_PVが次式のよ
うに与えられる。

I_PU＝I_n・sinωt I_PV＝I_n・sin（ωt−2π／３） 負荷電流I_LU，I_LVはともに零であるから、補償
電流指令値は各々、I_*CU＝−I_PU，I_*CV＝−I_PVとな
り、電源から有効電流I_PU，I_PVをとり入れる。こ
のときＷ相の補償電流I_CWは当然−（I_CU＋I_CV）と
なる。もちろん電源電流I_SU＝I_PU，I_SV＝I_PV，I_SW＝
I_PWは３平衡電流となつて無効電力は零である。

電源から有効電流を取り入れた結果、そのエネ
ルギーは、高周波電源たる進相コンデンサCPA
に蓄えられ、その電圧V_Oを上昇させる。このと
き周波数_Oは前に述べた如く、３相正弦波発生器
PTGの出力周波数_O ^*に一致する。

電圧V_Oが上昇してきて、その指令値V_O ^*より高
くなると、今度は偏差ε_Oは負の値となつて、波高
値I_nを減少させ、さらにはI_n＜０となる。従つて I_PU＝−I_n・sinωt I_PV＝−I_n・sin（ωt−2π／３） I_PW＝（I_PU＋I_PV）＝−I_n sin（ωt＋2π／３） となつて、有効電流を交流電源にもどす。故にエ
ネルギーが高周波電源から交流電源にもどつて、
電圧V_Oは低下する。このようにして、V_O ^*＝V_O
となつて落ち着く。指令値V_O ^*を変化せれば、そ
れに従つて電圧V_Oも追従する。

次に、第３図のベクトル図に示した負荷電流
I_LU，I_LV，I_LWが流れた場合の制御動作を説明す
る。

最初V_O ^*＝V_Oとなつているので、偏差ε_O＝V_O ^*
−V_Oは零となる。故にI_PU＝I_PV＝０となり、補償
電流は各々、I^* _CU＝I_LU、I^* _CV＝I_LVに制御される。す
なわち、負荷電流を全て補償することになる。そ
の結果、高周波電源のエネルギーが減少し、電圧
V_Oも低下する。すると、ε_O＝V_O ^*−V_Oは正の値と
なつてI_nを増加させ、有効電流指令I_PU，I_PVをふ
やす。故に補償電流は、各々I^* _CU＝I_LU−I_PU、I^* _CV＝
I_LV−I_PVに制御され、交流電源からは、I_SU＝I_PU、
I_SV、I_SW＝−（I_PU＋I_PW）が供給されるようになり、
高周波電源の電圧V_Oも上昇してきて、V_O＝V_O ^*
になつて落ち着く。

最終的に、交流電源から３相平衡有効電流I_SU，
I_SV，I_SWが供給され、補償電流はI_CU，I_CV，I_CWと
なる。このとき、第３図ｂに示す如く、I_CU＋I_CV
＋I_CW＝０を満足する。

負荷電流I_LU，I_LV，I_LWが変化した場合も同様に
制御され、V_O ^*＝V_Oとなるように交流電源から３
相平衡電流が供給される。

第６図は、負荷電流I_LUに高調波成分を含む場
合の各部分波形を示すもので、V_UはＵ相電源電
圧、I_LUはＵ相負荷電流、I^* _CUは相補償電流指令値、
I_SUはＵ相電源電流を表わす。

有効電流指令としてI_PU＝I_SUを与えた場合、補
償電流指令値はI^* _CU＝I_LU−I_PUとなつて、負荷電流
の高調波成分も含めて補償するように指令を与え
る。故に実補償電流I_CUが上記指令値I^* _CUに等しく
なるように制御されることにより、電源電流I_SU
は高調波を含まない有効電流成分だけとなる。Ｖ
相、Ｗ相も同様である。

以上は、３交流相電源について説明したが、２
相あるいは６相電源等に対しても同様に適用でき
ることは言うまでもない。

また、高周波電源に進相コンデンサCAPのみ
を接続したが、コンデンサに交流リアクトルを並
列あるいは直列に接続しても同様の動作が可能で
ある。並列リアクルトの場合、循環電流I_Oは減少
し、直列リアクルトの場合、I_Oは増加する。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の電力調整装置は、他励
コンバータだけで、多相交流電源の平衡化を行
い、負荷電流高調波を補償し、電源力率＝１とす
ることができる。しかも従来装置に比較し、他励
コンバータの台数を半分にすることができ、シス
テムの小形軽量化を図ることができる。

また、高周波電源の電圧偏差に応じて３相平衡
化有効電流の指令値としているため、特別な電力
演算装置は必要なく、しかも速応性にすぐれた電
力調整装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力調整装置の実施例を示す
主回路構成図、第２図は、第１図の装置の制御回
路を示すブロツク図、第３図ａ，ｂは、第１図の
装置の動作を説明するための電圧、電流ベクトル
図、第４図は、第１図の装置の動作を説明するた
めの等価回路図、第５図は、同じく点弧タイミン
グ図、第６図は、同じく第１図の装置の動作を説
明するための電圧電流波形図である。 Ｕ，Ｖ，Ｗ……３相交流電源、Load……３相
不平衡低力率負荷、TR_S……電源トランス、
AL₁，AL₂，AL₃……交流リアクルト、L₁，L₂，
L₃……直流リアクルト、SS１，SS２，SS３……
他励コンバータ、TR_C……絶縁トランス、CAP
……進相コンデンサ、PT_S，PT_O……変成器、
CT₁〜CT₆……交流器、Ｄ……整流回路、C_O，
C_U，C_V……比較器、A₁，A₂，A₃……加算器、G_O
（Ｓ），G_U（Ｓ），G_V（Ｓ）……制御補償回路、
ML_U，ML_V……乗算器、K₁，K₂……反転増幅
器、PH−１，PH−２，PH−３……位相制御回
路、PTG……３相正弦波発生器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 多相交流電源と、コンデンサあるいはコンデ
   ンサと交流リアクトルから構成される高周波無効
   電力源と、該高周波無効電力源に絶縁トランスを
   介して交流側端子を接続し、かつ直流側端子を直
   流リアクトルを介して一方向の循環電流が流れる
   ように構成した少なくとも３台の交直電力変換器
   からなるコンバータと、前記多相交流電源と前記
   コンバータの直流側端子の間に介在する交流リア
   クトルとからなり、前記高周波無効電力源の電圧
   検出値と指令値との偏差に応じて、前記多相交流
   電源から供給される多相平衡化電流の指令値を与
   えることを特徴とする電力調整装置。