JPH0154952B2 - - Google Patents
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- JPH0154952B2 JPH0154952B2 JP10156181A JP10156181A JPH0154952B2 JP H0154952 B2 JPH0154952 B2 JP H0154952B2 JP 10156181 A JP10156181 A JP 10156181A JP 10156181 A JP10156181 A JP 10156181A JP H0154952 B2 JPH0154952 B2 JP H0154952B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/257—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源側から見た基本波力率を任意の値
に制御する無効電力補償形サイクロコンバータの
制御方法に関するものである。
に制御する無効電力補償形サイクロコンバータの
制御方法に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電流電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。また、その無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電流電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。また、その無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。
このようなサイクロコンバータの無効電力を補
償する方法として、特願昭54−119122号ががあ
る。この特願昭54−119122号は受電端の無効電力
の検出に伴うむだ時間や検出遅れがあること及び
制御系を安定化し定常偏差を零にするため制御補
償要素として積分要素を用いていること等により
無効電力制御系の応答速度を高くとることができ
ない。従つて負荷側の周波数が低いときは比較的
よく追従し、受電端の無効電力を零に制御するこ
とができるが、負荷側の周波数が高くなるに従
い、制御遅れが目立つようになり、受電端の無効
電力は当該制御遅れの分だけ残つてしまう。
償する方法として、特願昭54−119122号ががあ
る。この特願昭54−119122号は受電端の無効電力
の検出に伴うむだ時間や検出遅れがあること及び
制御系を安定化し定常偏差を零にするため制御補
償要素として積分要素を用いていること等により
無効電力制御系の応答速度を高くとることができ
ない。従つて負荷側の周波数が低いときは比較的
よく追従し、受電端の無効電力を零に制御するこ
とができるが、負荷側の周波数が高くなるに従
い、制御遅れが目立つようになり、受電端の無効
電力は当該制御遅れの分だけ残つてしまう。
また、特願昭54−119122号は無効電力補償のた
めにサイクロコンバータの循環電流を制御するも
のであるが、これを従来の非循環電流式サイクロ
コンバータと比較した場合、当該循環電流の分だ
けコンバータの容量が増大することになる。
めにサイクロコンバータの循環電流を制御するも
のであるが、これを従来の非循環電流式サイクロ
コンバータと比較した場合、当該循環電流の分だ
けコンバータの容量が増大することになる。
従つて、本発明は以上に鑑みてなされたもの
で、追従性の良い無効電力制御系を有し、しかも
コンバータの容量増加が少なくてすむ無効電力補
償形サイクロコンバータの制御方法を提供するこ
とを目的とする。
で、追従性の良い無効電力制御系を有し、しかも
コンバータの容量増加が少なくてすむ無効電力補
償形サイクロコンバータの制御方法を提供するこ
とを目的とする。
以下本発明の一実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明方法を説明するための無効電力
補償形サイクロコンバータ装置の構成例を示すも
のである。図中、BUSは３相交流電源の電線路、
Ｃは又は△接続された進相コンデンサ、TrU，
TrV，TrWは電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，
CC−Ｗは循環電流式サイクロコンバータ、Ｕ，
Ｖ，Ｗは負荷、ＣNT−Ｕ，ＣNT−Ｖ，Ｃ
ＯNT−Ｗは負荷の制御回路、RIは循環電流指
令回路である。サイクロコンバータCC−Ｕは正
群コンバータSS−Ｐ、負群コンバータSS−Ｎ及
び直流リアクトルLo1，Lo2から構成されている。
CC−Ｖ，CC−Ｗも同様に構成されている。以下
負荷電流制御動作及び循環電流制御動作をＵ相サ
イクロコンバータを例にとつて説明する。
補償形サイクロコンバータ装置の構成例を示すも
のである。図中、BUSは３相交流電源の電線路、
Ｃは又は△接続された進相コンデンサ、TrU，
TrV，TrWは電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，
CC−Ｗは循環電流式サイクロコンバータ、Ｕ，
Ｖ，Ｗは負荷、ＣNT−Ｕ，ＣNT−Ｖ，Ｃ
ＯNT−Ｗは負荷の制御回路、RIは循環電流指
令回路である。サイクロコンバータCC−Ｕは正
群コンバータSS−Ｐ、負群コンバータSS−Ｎ及
び直流リアクトルLo1，Lo2から構成されている。
CC−Ｖ，CC−Ｗも同様に構成されている。以下
負荷電流制御動作及び循環電流制御動作をＵ相サ
イクロコンバータを例にとつて説明する。
まず、負荷電流の制御は次のように行なわれ
る。
る。
負荷電流検出器CTLUにより負荷電流ILUを検出
し、指令値ＩLUと比較する。偏差ε2＝ＩLU−ILUに
比例した電圧をサイクロコンバータから発生する
ように位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御す
る。PH−Ｐの出力位相αpuに対してPH−Ｎの出
力位相αNUはαNU＝180゜−αpuの関係を保つように
増幅器K2から反転増幅器K3を介してPH−Ｎに入
力される。すなわち、正群コンバータSS−Ｐの
出力電圧Vp＝kv・Vs・cosαpuと、負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電圧VN＝kv・Vs・cosαNu＝
kv×Vscos（180゜−αpu）は負荷端子でつり合つた
状態で通常の運転が行なわれる。ただし、Vsは
電源電圧、kvは変換定数である。電流指令ＩLUを
正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差ε2も変
化し、負荷に正弦電流が流れるように前記αpu及
びαNuが制御される。この通常の運転では正群コ
ンバータSS−Ｐの出力電圧と負群コンバータSS
−Ｎの出力電圧は等しくつり合つているため循環
電流Iouはほとんど流れない。
し、指令値ＩLUと比較する。偏差ε2＝ＩLU−ILUに
比例した電圧をサイクロコンバータから発生する
ように位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御す
る。PH−Ｐの出力位相αpuに対してPH−Ｎの出
力位相αNUはαNU＝180゜−αpuの関係を保つように
増幅器K2から反転増幅器K3を介してPH−Ｎに入
力される。すなわち、正群コンバータSS−Ｐの
出力電圧Vp＝kv・Vs・cosαpuと、負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電圧VN＝kv・Vs・cosαNu＝
kv×Vscos（180゜−αpu）は負荷端子でつり合つた
状態で通常の運転が行なわれる。ただし、Vsは
電源電圧、kvは変換定数である。電流指令ＩLUを
正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差ε2も変
化し、負荷に正弦電流が流れるように前記αpu及
びαNuが制御される。この通常の運転では正群コ
ンバータSS−Ｐの出力電圧と負群コンバータSS
−Ｎの出力電圧は等しくつり合つているため循環
電流Iouはほとんど流れない。
次に循環電流制御の動作を説明する。循環電流
IpUは次の演算を行なうことによつて検出される。
ただし、Ipuは正群コンバータSS−Ｐの出力電
流、INUは負群コンバータSS−Ｎの出力電流、｜
ILU｜は負荷電流ILUの絶対値である。
IpUは次の演算を行なうことによつて検出される。
ただし、Ipuは正群コンバータSS−Ｐの出力電
流、INUは負群コンバータSS−Ｎの出力電流、｜
ILU｜は負荷電流ILUの絶対値である。
Iou＝（Ipu＋INU−｜ILU｜）／２
電流検出器CTpu，CTNU，CTLU絶対値回路
ABS、加算器A1，A2及び増幅器Ko（＝1/2倍）を
使つて上記演算を行なつている。
ABS、加算器A1，A2及び増幅器Ko（＝1/2倍）を
使つて上記演算を行なつている。
このようにして検出された循環電流Iouは比較
器C1によつて指令値Iouと比較され、偏差ε1＝
Ｉｏｕ＊−Iouが出力される。偏差ε1は増幅器K1を
介して加算器A3及びA4に入力される。従つて、
PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε3及びε4は各々次の
ようになる。ただし、K3＝−１とする。
器C1によつて指令値Iouと比較され、偏差ε1＝
Ｉｏｕ＊−Iouが出力される。偏差ε1は増幅器K1を
介して加算器A3及びA4に入力される。従つて、
PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε3及びε4は各々次の
ようになる。ただし、K3＝−１とする。
ε3＝K2・ε2＋K1・ε1
ε4＝−K2・ε2＋K1・ε1
故に、αNU＝180゜−αpuの関係はくずれ、K1・
ε1に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧Vpと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧VN
とが不平衡になる。その差電圧が直流リアクトル
Lo1及びLo2に印加され、循環電流IpLが流れる。
Iouが指令値Ｉｏｕ＊より流れすぎればε1が減少し
て上記差電圧を小さくする。結果的にはIouは
Ｉｏｕ＊に等しくなるように制御される。Ｖ、Ｗ相
も同様に制御される。
ε1に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧Vpと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧VN
とが不平衡になる。その差電圧が直流リアクトル
Lo1及びLo2に印加され、循環電流IpLが流れる。
Iouが指令値Ｉｏｕ＊より流れすぎればε1が減少し
て上記差電圧を小さくする。結果的にはIouは
Ｉｏｕ＊に等しくなるように制御される。Ｖ、Ｗ相
も同様に制御される。
循環電流の指令値Ｉｏｕ＊は循環電流指令回路
RIから発生させられる。第２図はその循環電
流指令回路の具体例を示すもので、破線で囲まれ
た部分がRIである。
RIから発生させられる。第２図はその循環電
流指令回路の具体例を示すもので、破線で囲まれ
た部分がRIである。
図中、KαU，Kαv，Kαw，KMU，KMv，KMw及び
Kaは演算増幅器、LMu，LMv，LMwはリミツ
タ回路SQu，SQv，SQwは２乗演算回路、
SQRu，SQRv，SQRwは平方根演算回路、Mu1，
Mv1，Mw1，Mu2，Mv2，Mw2，Mu3，Mv3，
Aw3は乗算器、DIVは割算器、AD1〜AD9は加算
器、VRは無効電力設定器である。
Kaは演算増幅器、LMu，LMv，LMwはリミツ
タ回路SQu，SQv，SQwは２乗演算回路、
SQRu，SQRv，SQRwは平方根演算回路、Mu1，
Mv1，Mw1，Mu2，Mv2，Mw2，Mu3，Mv3，
Aw3は乗算器、DIVは割算器、AD1〜AD9は加算
器、VRは無効電力設定器である。
まず、各相サイクロコンバータの位相制御入力
電圧Vαu，Vαv，Vαwを取出し、循環電流指令
回路RIに入力する。Vαuは第１図の増幅器K2
の出力信号を取出したもので、cosαpuと−
cosαNUの平均値に比例した値をとる。故にVαuを
増幅器Kαuによつて定数倍することにより、点弧
制御角αuの余弦値cosαuが求められる。次にリミ
ツタ回路LMuは−１≦cosαu≦１の条件を満足さ
せるために増幅器Kαuの出力信号の上限及び下限
値を決定するものである。この信号を２乗演算回
路SQuで２乗し、加算器AD1に入力する。AD1で
は単位直流電圧１から前記SQuの出力信号を差し
引き、その結果、１−cos2αuが求められる。こ
れを次の平方根演算回路SQRuを通してsinαu＝
√１−2が求まる。同様にVαvからsinαvが
Vαwからsinαwが求められる。
電圧Vαu，Vαv，Vαwを取出し、循環電流指令
回路RIに入力する。Vαuは第１図の増幅器K2
の出力信号を取出したもので、cosαpuと−
cosαNUの平均値に比例した値をとる。故にVαuを
増幅器Kαuによつて定数倍することにより、点弧
制御角αuの余弦値cosαuが求められる。次にリミ
ツタ回路LMuは−１≦cosαu≦１の条件を満足さ
せるために増幅器Kαuの出力信号の上限及び下限
値を決定するものである。この信号を２乗演算回
路SQuで２乗し、加算器AD1に入力する。AD1で
は単位直流電圧１から前記SQuの出力信号を差し
引き、その結果、１−cos2αuが求められる。こ
れを次の平方根演算回路SQRuを通してsinαu＝
√１−2が求まる。同様にVαvからsinαvが
Vαwからsinαwが求められる。
次に、各相サイクロコンバータの負荷電流の絶
対値｜ILU｜，｜ILV｜，｜ILW｜を検出し、循環電流
指令回路RIの加算器AD5，AD6，AD7及び乗
算器Mu2，Mv2，Mw2に入力する。加算器AD5
は定数値IMから前記Ｕ相負荷電流の絶対値｜ILU
｜を差し引き、IM−｜ILU｜を求める。次の演算
増幅器KMUでは、AD5の出力信号を（１／IM）倍
でする。その結果kU＝（IM−｜ILU｜）／IMが求め
られる。同様に、kv＝（IM−｜ILV｜）／IM、kW＝
（IM−｜ILW｜）／IMが求まる。
対値｜ILU｜，｜ILV｜，｜ILW｜を検出し、循環電流
指令回路RIの加算器AD5，AD6，AD7及び乗
算器Mu2，Mv2，Mw2に入力する。加算器AD5
は定数値IMから前記Ｕ相負荷電流の絶対値｜ILU
｜を差し引き、IM−｜ILU｜を求める。次の演算
増幅器KMUでは、AD5の出力信号を（１／IM）倍
でする。その結果kU＝（IM−｜ILU｜）／IMが求め
られる。同様に、kv＝（IM−｜ILV｜）／IM、kW＝
（IM−｜ILW｜）／IMが求まる。
乗算器Mu1は前記平方根演算回路SQRUの出力
信号sinαuと前記演算増幅器KMUの出力信号kuを
乗ずるもので、ku・sinαu＝（IM−｜ILU｜）／
IM・sinαuが出力される。同様に乗算器Mv1によ
つてkv×sinαv＝（IM−｜ILv｜）／IM・sinαvが、
又、乗算器Mw1によつて、kw・sinαw＝（IM−｜
ILW｜）／IM・sinαwが出力される。そして、次の
加算器AD4によつて、上記３つの値が加算され
ku・sinαu＋kv・sinαv＋kw・sinαwの信号が得
られる。
信号sinαuと前記演算増幅器KMUの出力信号kuを
乗ずるもので、ku・sinαu＝（IM−｜ILU｜）／
IM・sinαuが出力される。同様に乗算器Mv1によ
つてkv×sinαv＝（IM−｜ILv｜）／IM・sinαvが、
又、乗算器Mw1によつて、kw・sinαw＝（IM−｜
ILW｜）／IM・sinαwが出力される。そして、次の
加算器AD4によつて、上記３つの値が加算され
ku・sinαu＋kv・sinαv＋kw・sinαwの信号が得
られる。
また、乗算器Mu2は前記平方根演算回路SQRu
の出力信号sinαuと前記Ｕ相負荷電流の絶対値｜
ILU｜を乗ずるもので、｜ILU｜・sinαuが出力され
る。同様に乗算器Mv2によつて、｜ILv｜・sinαv
が又、乗算器Mw2によつて、｜ILW｜・sinαwが出
力される。加算器AD8は乗算器Mu2，Mv2，
Mw2の出力信号を加算するもので、｜ILU｜・
sinαu＋｜ILv｜・sinαv＋｜ILW｜・sinαwが求ま
る。次の加算器AD9は無効電力設定器VRの出力
信号Ｉｃａｐ＊から前記加算器AD8の出力信号を差
し引くもので、その出力信号を次の割算器DIVに
入力する。割算器DIVは上記加算器AD9の信号ａ
を前記加算器AD4の出力信号ｂで割るもので、次
の演算増幅器Kaで（1/2）倍することにより、
Ｉｏ＊として次の値が求められる。
の出力信号sinαuと前記Ｕ相負荷電流の絶対値｜
ILU｜を乗ずるもので、｜ILU｜・sinαuが出力され
る。同様に乗算器Mv2によつて、｜ILv｜・sinαv
が又、乗算器Mw2によつて、｜ILW｜・sinαwが出
力される。加算器AD8は乗算器Mu2，Mv2，
Mw2の出力信号を加算するもので、｜ILU｜・
sinαu＋｜ILv｜・sinαv＋｜ILW｜・sinαwが求ま
る。次の加算器AD9は無効電力設定器VRの出力
信号Ｉｃａｐ＊から前記加算器AD8の出力信号を差
し引くもので、その出力信号を次の割算器DIVに
入力する。割算器DIVは上記加算器AD9の信号ａ
を前記加算器AD4の出力信号ｂで割るもので、次
の演算増幅器Kaで（1/2）倍することにより、
Ｉｏ＊として次の値が求められる。
Io＝１／２×Ｉｃａｐ／＊−（｜
ILU｜・sinαu＋｜ILv｜・sinαv＋｜ILW｜・sinαw）
／ku・sinαu＋kv・sinαv＋kw・sinαw この値Ｉｏ＊は各相サイクロコンバータの循環電
流の指令値Ｉｏｕ＊，Ｉｏｖ＊，Ｉｏｗ＊の前段信号
で、仮に前段指令信号と呼ぶことにする。
ILU｜・sinαu＋｜ILv｜・sinαv＋｜ILW｜・sinαw）
／ku・sinαu＋kv・sinαv＋kw・sinαw この値Ｉｏ＊は各相サイクロコンバータの循環電
流の指令値Ｉｏｕ＊，Ｉｏｖ＊，Ｉｏｗ＊の前段信号
で、仮に前段指令信号と呼ぶことにする。
乗算器Mu3は上記前段指令信号Ｉｏ＊と前記演算
増幅器KMUの出力信号kuとを乗ずるもので、その
出力信号Ｉｏｕ＊＝ku・Ｉｏ＊がＵ相サイクロコン
バータの循環電流指令値となる。同様に乗算器
Mv3の出力信号Ｉｏｖ＊＝kv・Ｉｏ＊がＶ相サイク
ロコンバータの循環電流指令値となり、乗算器
Mw3の出力信号Ｉｏｗ＊＝kw・Ｉｏ＊がＷ相サイク
ロコンバータの循環電流指令値となる。
増幅器KMUの出力信号kuとを乗ずるもので、その
出力信号Ｉｏｕ＊＝ku・Ｉｏ＊がＵ相サイクロコン
バータの循環電流指令値となる。同様に乗算器
Mv3の出力信号Ｉｏｖ＊＝kv・Ｉｏ＊がＶ相サイク
ロコンバータの循環電流指令値となり、乗算器
Mw3の出力信号Ｉｏｗ＊＝kw・Ｉｏ＊がＷ相サイク
ロコンバータの循環電流指令値となる。
ここで、上記前段指令信号Ｉｏ＊はＵ、Ｖ、Ｗ相
で共通して使用しており、各相毎に分配係数ku、
kv、kwが係つている。Ｕ相の場合ku＝（IM−｜
ILU｜）／IMで例えばIMを負荷電流の最大値Imに
等しく設定すると、｜ILU｜＝０のとき係数ku＝１
どＩｏU＊＝Ｉｏ＊となり、また、｜ILU｜＝Imのとき、
係数ku＝０でＩｏｕ＊＝０となる。すなわち負荷
電流の絶対値｜ILU｜が大きいときは循環電流Iou
は少しだけ流し、｜ILU｜が小さくなつたら、Iou
を多く流すようにしている。Ｖ相、Ｗ相も同様に
循環電流指令値Ｉｏｖ＊、Ｉｏｗ＊が与えられる。
で共通して使用しており、各相毎に分配係数ku、
kv、kwが係つている。Ｕ相の場合ku＝（IM−｜
ILU｜）／IMで例えばIMを負荷電流の最大値Imに
等しく設定すると、｜ILU｜＝０のとき係数ku＝１
どＩｏU＊＝Ｉｏ＊となり、また、｜ILU｜＝Imのとき、
係数ku＝０でＩｏｕ＊＝０となる。すなわち負荷
電流の絶対値｜ILU｜が大きいときは循環電流Iou
は少しだけ流し、｜ILU｜が小さくなつたら、Iou
を多く流すようにしている。Ｖ相、Ｗ相も同様に
循環電流指令値Ｉｏｖ＊、Ｉｏｗ＊が与えられる。
第３図は、サイクロコンバータの入力側の１相
分の電圧電流ベクトル図を示すもので、Vsは電
流電圧、Isは電源電流、Icapは進相コンデンサＣ
の電流、Iccu，Iccv，Iccwは各相サイクロコン
バータの入力電流、IsspはＵ相サイクロコンバー
タの正群コンバータSS−Ｐの入力電流、ISSNは同
じく負群コンバータSS−Ｎの入力電流、IREACTは
サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流を各々表
わしている。
分の電圧電流ベクトル図を示すもので、Vsは電
流電圧、Isは電源電流、Icapは進相コンデンサＣ
の電流、Iccu，Iccv，Iccwは各相サイクロコン
バータの入力電流、IsspはＵ相サイクロコンバー
タの正群コンバータSS−Ｐの入力電流、ISSNは同
じく負群コンバータSS−Ｎの入力電流、IREACTは
サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流を各々表
わしている。
Ｕ相サイクロコンバータの場合、ある瞬時、正
群コンバータSS−Ｐは点弧制御角αpuで循環電流
Iouと負荷電流ILUが流れる。故にコンバータの変
換定数をk1とすれば、SS−Ｐの入力電流の大き
さはk1・（Iou＋｜ILU｜）となる。また、負群コ
ンバータは点弧制御角αNU≒180゜−αpuで循環電
流Iouが流れる。故に、ISSNの大きさはk1・Iouで
ある。従つて、Ｕ相サイクロコンバータの入力電
流Iccuは図示のようになり、その循環電流成分
IREACT-Uは、 IREACT-U＝ISSp・sinαpu＋ISSN・sinαNU≒k1
（2IoU＋｜ILU｜）・sinαpu となる。
群コンバータSS−Ｐは点弧制御角αpuで循環電流
Iouと負荷電流ILUが流れる。故にコンバータの変
換定数をk1とすれば、SS−Ｐの入力電流の大き
さはk1・（Iou＋｜ILU｜）となる。また、負群コ
ンバータは点弧制御角αNU≒180゜−αpuで循環電
流Iouが流れる。故に、ISSNの大きさはk1・Iouで
ある。従つて、Ｕ相サイクロコンバータの入力電
流Iccuは図示のようになり、その循環電流成分
IREACT-Uは、 IREACT-U＝ISSp・sinαpu＋ISSN・sinαNU≒k1
（2IoU＋｜ILU｜）・sinαpu となる。
同様にＶ相及びＷ相のサイクロコンバータの無
効電流成分IREACT-v，IREACT-wは次のように与えら
れる。
効電流成分IREACT-v，IREACT-wは次のように与えら
れる。
IREACT-v≒k1（2Iov＋｜ILV｜
）sinαpv IREACT-w≒k1（2Iow＋｜ILW｜
）・sinαpw サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流IREACT
はこれらを合成したもので、次式のようになる。
）sinαpv IREACT-w≒k1（2Iow＋｜ILW｜
）・sinαpw サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流IREACT
はこれらを合成したもので、次式のようになる。
IREACT＝IREACT-U＋IREACT-v＋IREACT-w
≒k1・（2Iou＋｜ILU｜）・sinαpu＋k1・（2Iov＋
｜ILv｜）・sinαpu ＋k1・（2Iow＋｜ILW｜）・sinαpw ここで、前述のように循環電流Iou，Iov，Iow
を循環電流指令回路RIの出力Ｉｏｕ＊，Ｉｏｖ＊，
Iow＊に各々等しくなるように制御した場合、上
記IREACTは次のようになる。
｜ILv｜）・sinαpu ＋k1・（2Iow＋｜ILW｜）・sinαpw ここで、前述のように循環電流Iou，Iov，Iow
を循環電流指令回路RIの出力Ｉｏｕ＊，Ｉｏｖ＊，
Iow＊に各々等しくなるように制御した場合、上
記IREACTは次のようになる。
IREACT＝k1・（２・Ｉｏｕ＊＋｜ILU｜）・sinαpu＋k1
・（２・Ｉｏｖ＊＋｜ILv｜）・sinαpv ＋k1・（２・Ｉｏｗ＊＋｜ILW｜）・sinαpw＝２・k1
Ｉｏ＊（ku・sinαpu＋kv・sinαpv ＋kw・sinαpw）＋k1（｜ILU｜・sinαpu＋｜ILv｜・
sinαpv＋｜ILW｜・sinαpw） sinαpu≒sinαu、sinαpv≒sinαv、sinαpw≒
sinαwであることを考慮すると、 IREACT＝k1・Ｉｃａｐ＊ となる。
・（２・Ｉｏｖ＊＋｜ILv｜）・sinαpv ＋k1・（２・Ｉｏｗ＊＋｜ILW｜）・sinαpw＝２・k1
Ｉｏ＊（ku・sinαpu＋kv・sinαpv ＋kw・sinαpw）＋k1（｜ILU｜・sinαpu＋｜ILv｜・
sinαpv＋｜ILW｜・sinαpw） sinαpu≒sinαu、sinαpv≒sinαv、sinαpw≒
sinαwであることを考慮すると、 IREACT＝k1・Ｉｃａｐ＊ となる。
Ｉｃａｐ＊＝Icap／k1に設定すれば、IREACT＝
Icapとなり、サイクロコンバータ全体の遅れ無効
電流IREACTと進相コンデンサＣの進み無効電流が
互いに打ち消し合い、電流電流ISは電源電圧VSと
同相成分だけとなる。すなわち受電端の基本波力
率は１に制御されることになる。
Icapとなり、サイクロコンバータ全体の遅れ無効
電流IREACTと進相コンデンサＣの進み無効電流が
互いに打ち消し合い、電流電流ISは電源電圧VSと
同相成分だけとなる。すなわち受電端の基本波力
率は１に制御されることになる。
Ｉｃａｐ＊＞Icap／k1に選ぶと、IREACT＞Icapと
なり、遅れ電力をとるように説定でき、またIcap
＜Icap／k1に選ぶとIREACT＜Icapとなり進み電力
をとるように設定できる。同一電線路に他の電気
機器が接続されて、その電気機器が進み、あるい
は遅れ電力をとつているような場合にそれに応じ
てＩｃａｐ＊を選定することが有益である。
なり、遅れ電力をとるように説定でき、またIcap
＜Icap／k1に選ぶとIREACT＜Icapとなり進み電力
をとるように設定できる。同一電線路に他の電気
機器が接続されて、その電気機器が進み、あるい
は遅れ電力をとつているような場合にそれに応じ
てＩｃａｐ＊を選定することが有益である。
各相の循環電流Ｉｏｕ＊，Ｉｏｖ＊，Ｉｏｗ＊を配分
する係数ku、kv、kwは正規化定数IMの選び方に
よつて異なつてくる。すなわち、負荷電流の最大
値Imに対してIM≫Imのように選ぶと、例えば係
数kuは、 ku＝IM−｜ILU｜／IM≒１ となり、｜ILU｜の大きさに関係なく一定値となつ
てしまう。逆にIM＜Imのように選ぶと、｜ILU｜＝
Imのときkuは負の値となつて、Ｉｏｕ＊＝ku・
Ｉｏ＊も負の指令値が与えられる。循環電流Ｉｏｕ＊
は一定方向にしか流れないので、結果的にＩｏｕ＊
＝０の指令を与えたと同じことになる。負荷電流
ILU，ILv，ILWが３相平衡した正弦波電流であれ
ば、Ｕ相の循環電流Iouが小さいときに、Ｖ相循
環電流IovあるいはＷ相の循環電流Iowが大きく
なり、全体として、サイクロコンバータの無効電
力が一定になるように制御される。しかし、どれ
かの相の循環電流指令値が負になつた場合、前
記、IREACT＝ｋ・Ｉｃａｐ＊の関係が成り立たなく
なり、Ｉｃａｐ＊をずらす必要がでてくる。
する係数ku、kv、kwは正規化定数IMの選び方に
よつて異なつてくる。すなわち、負荷電流の最大
値Imに対してIM≫Imのように選ぶと、例えば係
数kuは、 ku＝IM−｜ILU｜／IM≒１ となり、｜ILU｜の大きさに関係なく一定値となつ
てしまう。逆にIM＜Imのように選ぶと、｜ILU｜＝
Imのときkuは負の値となつて、Ｉｏｕ＊＝ku・
Ｉｏ＊も負の指令値が与えられる。循環電流Ｉｏｕ＊
は一定方向にしか流れないので、結果的にＩｏｕ＊
＝０の指令を与えたと同じことになる。負荷電流
ILU，ILv，ILWが３相平衡した正弦波電流であれ
ば、Ｕ相の循環電流Iouが小さいときに、Ｖ相循
環電流IovあるいはＷ相の循環電流Iowが大きく
なり、全体として、サイクロコンバータの無効電
力が一定になるように制御される。しかし、どれ
かの相の循環電流指令値が負になつた場合、前
記、IREACT＝ｋ・Ｉｃａｐ＊の関係が成り立たなく
なり、Ｉｃａｐ＊をずらす必要がでてくる。
従つて、正規化定数IMは負荷電流の最大値Im
に等しいか、若干大きな値に選ぶのが最も効果的
である。特にIM＝Imとした場合には、負荷電流IU
は最大値Imになつたときには循環電流Iou＝０
で、例えば正群コンバータSS−Ｐの出力電流は
Ipu＝ILU＋Iou＝Imとなり、従来、循環電流を流
さない非循環電流式サイクロコンバータと同じ電
流容量で済むことになる。
に等しいか、若干大きな値に選ぶのが最も効果的
である。特にIM＝Imとした場合には、負荷電流IU
は最大値Imになつたときには循環電流Iou＝０
で、例えば正群コンバータSS−Ｐの出力電流は
Ipu＝ILU＋Iou＝Imとなり、従来、循環電流を流
さない非循環電流式サイクロコンバータと同じ電
流容量で済むことになる。
以上のように、本発明によればサイクロコンバ
ータに流すべき循環電流の値を位相制御信号と負
荷電流の検出値から演算して与えているため、従
来の無効電力検出に伴なう検出遅れやむだ時間が
問題にならなくなり、追従性の良い、制御系を構
成することができる。従つて、負荷側の周波数が
高くなつても循環電流制御の応答が許せる範囲内
なら受電端の無効電力が零になるように制御で
き、電源側の基本波力率も１にすることが可能で
ある。また、従来、必要とされた無効電力制御の
ための各要素例えば、電源電圧あるいは電流検出
用の変成器や変流器、無効電力演算回路及び制御
補償回路等を省略でき、構成が簡単で、経済的な
装置とすることができる。さらに、各相サイクロ
コンバータの循環電流絶対値の大きさに反比例し
て制御されるため、循環電流が流れることによつ
て生じるコンバータ容量の増加分はほんのわずか
で済み、より経済的な装置とすることができる。
ータに流すべき循環電流の値を位相制御信号と負
荷電流の検出値から演算して与えているため、従
来の無効電力検出に伴なう検出遅れやむだ時間が
問題にならなくなり、追従性の良い、制御系を構
成することができる。従つて、負荷側の周波数が
高くなつても循環電流制御の応答が許せる範囲内
なら受電端の無効電力が零になるように制御で
き、電源側の基本波力率も１にすることが可能で
ある。また、従来、必要とされた無効電力制御の
ための各要素例えば、電源電圧あるいは電流検出
用の変成器や変流器、無効電力演算回路及び制御
補償回路等を省略でき、構成が簡単で、経済的な
装置とすることができる。さらに、各相サイクロ
コンバータの循環電流絶対値の大きさに反比例し
て制御されるため、循環電流が流れることによつ
て生じるコンバータ容量の増加分はほんのわずか
で済み、より経済的な装置とすることができる。
第１図は、本発明の無効電力補償形サイクロコ
ンバータ装置の一実施例を示す構成図、第２図は
第１図の循環電流式指令回路RIの具体例を示
す構成図、第３図は本発明の作用を説明するため
の電圧電流ベクトル図である。 CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ……循環電流式サ
イクロコンバータ、Ｕ，Ｖ，Ｗ……負荷、Ｃ……
進相コンデンサ、ＣNT−Ｕ，ＣNT−Ｖ，
ＣNT−Ｗ……制御回路、RI……循環電流指
令回路、SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ…
…負群コンバータ、Lo1，Lo2……直流リアクト
ル、K0，K2，K1，K3……演算増幅器、A1，A2，
A3，A4……加算器、C1，C2……比較器、ABS…
…絶対値回路、VR……無効電力設定器、Kαu，
Kαv，Kαw、KMU，KMv，KMW，Ka……演算増幅
器、AD1〜AD9……加算器、LMu，LMv，LMw
……リミツタ回路、SQU，SQv，SQW……２乗演
算回路、SQRu，SQRv，SQRw……平方根演算
回路、MU1，Mv1，Mw1，Mu2，Mv2，Mw2，
Mu3，Mv3，Mw3……乗算器、DIV……割算器。
ンバータ装置の一実施例を示す構成図、第２図は
第１図の循環電流式指令回路RIの具体例を示
す構成図、第３図は本発明の作用を説明するため
の電圧電流ベクトル図である。 CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ……循環電流式サ
イクロコンバータ、Ｕ，Ｖ，Ｗ……負荷、Ｃ……
進相コンデンサ、ＣNT−Ｕ，ＣNT−Ｖ，
ＣNT−Ｗ……制御回路、RI……循環電流指
令回路、SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ…
…負群コンバータ、Lo1，Lo2……直流リアクト
ル、K0，K2，K1，K3……演算増幅器、A1，A2，
A3，A4……加算器、C1，C2……比較器、ABS…
…絶対値回路、VR……無効電力設定器、Kαu，
Kαv，Kαw、KMU，KMv，KMW，Ka……演算増幅
器、AD1〜AD9……加算器、LMu，LMv，LMw
……リミツタ回路、SQU，SQv，SQW……２乗演
算回路、SQRu，SQRv，SQRw……平方根演算
回路、MU1，Mv1，Mw1，Mu2，Mv2，Mw2，
Mu3，Mv3，Mw3……乗算器、DIV……割算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源端子に進相コンデンサを接続した３相出
力の循環電流式サイクロコンバータにおいて、当
該サイクロコンバータの位相制御入力信号から各
相コンバータの点弧制御角の正弦値sinαu、
sinαv、sinαwを演算し、また３相負荷電流の絶
対値｜ILU｜、｜ILV｜、｜ILW｜及びその正規化定数
IMから循環電流分配計数ku＝（IM−｜ILU｜）／
IM、kv＝（IM−｜ILV｜）／IM、kw＝（IM−｜ILW
｜）／IMを求め、受電端の無効電流設定値を
Ｉｃａｐ＊としたとき、前記サイクロコンバータの
各相の循環電流の指令値Ｉｏｕ＊、Ｉｏｖ＊、Ｉｏｗ＊
を Ｉｏｕ＊＝kuＩｃａｐ／＊−｜ILU
｜sinαu−｜ILV｜sinαv−｜ILW｜sinαw／２（kusin
αu＋kvsinαv＋kwsinαw） Ｉｏｖ＊＝kvＩｃａｐ／＊−｜ILU
｜sinαu−｜ILV｜sinαv−｜ILW｜sinαw／２（kusin
αu＋kvsinαv＋kwsinαw） Ｉｏｕ＊＝kwＩｃａｐ／＊−｜ILU
｜sinαu−｜ILV｜sinαv−｜ILW｜sinαw／２（kusin
αu＋kvsinαv＋kwsinαw） として与えることを特徴とする無効電力補償形サ
イクロコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10156181A JPS586073A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10156181A JPS586073A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS586073A JPS586073A (ja) | 1983-01-13 |
| JPH0154952B2 true JPH0154952B2 (ja) | 1989-11-21 |
Family
ID=14303821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10156181A Granted JPS586073A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 無効電力補償形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS586073A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4570214A (en) * | 1984-03-29 | 1986-02-11 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Reactive power control cycloconverter |
-
1981
- 1981-06-30 JP JP10156181A patent/JPS586073A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS586073A (ja) | 1983-01-13 |
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