JPH0221219B2

JPH0221219B2 -

Info

Publication number: JPH0221219B2
Application number: JP56154212A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-09-29
Filing date: 1981-09-29
Publication date: 1990-05-14
Also published as: JPS5854868A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電源側から見た基本波力率を指令値に
合わせて自由に制御する無効電力制御形サイクロ
コンバータ装置に関するものである。

サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため、電源から多くの無効
電力をとる欠点がある。またその無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電流系統設備の容量を増大させるだけでなく、
無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々に悪影響を及ぼしている。

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ本体、SS−Ｐ及びSS−Ｎは
その正群及び負群コンバータ、Lo₁及びLo₂は中
間タツプ付直流リアクトル、LOADは負荷であ
る。またTRは電源トランス、ＣはΔ又は接続
された進相コンデンサで、BUSは三相電線路で
ある。制御回路としては受電端の３相交流電流を
検出する変流器CT_S、３相交流電圧を検出する変
成器PT、無効電力演算器VAR、制御補償回路Ｈ
（Ｓ）、正群コンバータSS−Ｐの出力電流I_pを検出
する変流器CT_p、負群コンバータSS−Ｎの出力
電流I_Nを検出する変流器CT_N、加算器A₁〜A₅、
演算増幅器K₀〜K₂、反転増幅器K₃、比較器C₁〜
C₃、絶対値回路ABS及び位相制御回路PH−Ｐ，
PH−Ｎが用いられる。

加算器A₃によつてI_p−I_N＝I_Lを求める。これが
負荷電流の検出値である。また、加算器A₁，A₂
と絶対値回路ABS及び増幅器K₀（1/2倍）によつ
て次の演算を行なう。

I₀＝（I_p＋I_N−｜I_L｜）／２ ……(1) これが循環電流の検出値である。

まず負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流指令I^* _Lと実際に流れる負荷電流の検出
値I_Lを比較し、その偏差ε₃に比例した電圧をサイ
クロコンバータから発生するように位相制御回路
PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出力位
相α_pに対してPH−Ｎの出力位相α_Nは、α_N＝180゜
−α_pの関係を保つように増幅器K₂から反転増幅
器K₃を介してPH−Ｎに入力される。

すなわち、正群コンバータSS−Ｐの出力電圧
V_p＝K_v・V_S・cosα_pと負群コンバータSS−Ｎの
出力電圧V_N＝k_V・V_s・cosα_N＝k_v・V_S・cos（180゜
−α_p）は負荷端子でつり合つた状態で通常の運転
が行なわれる。負荷電流指令I_Lを正弦波状に変化
させるとそれに応じて偏差ε₃も変化し負荷に正弦
波電流I_Lが流れるように前記α_p及びα_Nが制御され
る。この通常の運転では正群コンバータSS−Ｐ
の出力電圧と負群コンバータSS−Ｎの出力電圧
は等しくつり合つているため循環電流I_Oはほとん
ど流れない。

次に循環電流制御の動作を説明する。電源端子
には電流検出器CTs及び電圧検出器PTが設置さ
れ、無効電力演算器VARによつてその無効電力
Ｑが演算される。無効電力の指令値Q^*は通常零
に設定され、比較器C₁によつて偏差ε₁＝Q^*−Ｑ
が発生させられる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は定常
偏差ε₁を零にするため通常積分要素が使われ、そ
の出力I_O ^*が循環電流I_Oの指令値となる。比較器
C₂によつて偏差ε₂＝I_O ^*−I_Oをとり増幅器K₁を介
して加算器A₄及びA₅に入力する。

従つて、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε₄及びε₅
は各々次のようになる。ただしK₃＝−１とする。

ε₄＝K₂・ε₃＋K₁・ε₂ ……(2) ε₅＝−K₂・ε₃＋K₁・ε₂ ……(3) 故にα_N＝180゜−α_pの関係はくずれ、K₁・ε₂に比
例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出力電圧
V_pと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧V_Nとが不
平衡になる。その差電圧が直流リアクトルL_O1及
びL_O2に印加され、循環電流が流れる。I_Oが指令
値I_O ^*より流れずぎればε₂が減少して上記差電圧
を小さくする。結果的にはI_OはI_O ^*に等しくなる
ように制御される。

無効電力Ｑが進みの場合、ε₁＝Q^*−Ｑ＝−Ｑ
は正となり、I_O ^*を増加させサイクロコンバータ
の遅れ無効電流を大きくする。最終的にはＱ＝０
となるように循環電流I_Oが制御される。

逆にＱが遅れの場合ε₁＜０となり、I_O ^*を減少
させ同じくＱ＝０になるようにI_Oを制御してい
る。このようにして受電端の無効電力が零、すな
わち基本波力率を１に保持することができる。

第２図は第１図のサイクロコンバータの受電端
の電圧電流ベクトル図を示すもので、V_Sは電源
電圧、I_capは進相コンデンサＣの電流、I_sspは正群
コンバータ入力電流、I_SSNは負群コンバータ入力
電流、I_CCはサイクロコンバータ入力電流、I_REACT
はI_CCの無効電流分、I_Sは電源電流である。このベ
クトル図は負荷電流が刻々と変化しているある時
点をとらえて描いたもので、電流I_ssp，I_SSN及び位
相角α_P，α_Nの値は刻々と変わつていくものであ
る。

前述の無効電力制御を行なうとI_cap＝I_REACTにな
るように循環電流I_Oが制御されるが、そのI_REACT
は次のように与えられる。ただしα_N≒180゜−α_pと
する。

I_REACT ＝I_ssp・sinα_p＋I_SSN・sinα_N ≒（I_ssp＋I_SSN）・sinα_p ＝k₁（I_p＋I_N）・sinα_p ＝k₁（２・I_O＋｜I_L｜sinα_p ……(4) ここで、k₁はコンバータの変換定数である。従
つてＱ＝０、すなわちI_cap＝I_REACTとなるように制
御した時、循環電流I_Oは次式を満足している。

I_O＝I_cap−k₁・｜I_L｜・sinα_p／2k₁・sinα_p……(5) 第３図は第１図の循環電流式サイクロコンバー
タ本体CCの等価回路を示す。図中、V_p，V_Nは正
群及び負群コンバータの出力電圧、i_p，i_Nはその
出力電流、i_Lは負荷電流、Vdは負荷端子電圧、
Vcは電動機負荷の場合の逆起電力、R_L，L_Lは負
荷の抵抗とインダクタンス、ｒ，Ｌ，Ｍは直流リ
アクトルの抵抗と自己及び相互インダクタンスを
各々表わしている。

電圧・電流を図示の方向にとつて電圧方程式を
立てると(6)〜(8)式が得られる。ただしＰ＝ｄ／dt
は微分演算子である。

V_p＝（ｒ＋LP）・i_p＋MP・i_N＋Vd ……(6) V_N＝−MP・i_p−（ｒ＋LP）・i_N＋Vd ……(7) Vd＝（R_L＋L_LＰ）・i_L＋Vc ……(8) また、循環電流をi_Oとすると、電流は次の関係
式を満足する。

i_p−i_N＝i_L ……(9) i_p＋i_N＝２・i_O＋｜i_L｜ ……(10) ここで、(6)式＋(7)式及び(6)式−(7)式を求め(9)，
(10)式の関係を考慮すると次の(11)，(12)式が得られ
る。

V_p＋V_N＝｛ｒ＋（Ｌ−Ｍ）・Ｐ｝i_L ＋２・Vd ……(11) V_p−V_N｛ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）Ｐ｝・（２・i_O＋｜i_L｜） ……(12) (11)式は負荷電流制御に、また(12)式は循環電流制
御に各々関係する。

前に説明した動作原理に基づいてサイクロコン
バータの制御系のブロツク線図を描くと第４図の
ようになる。図中、破線で囲まれた部分は(8)，
(11)，式の関係を表わしている。また、K_p・e^-〓^s
は正群コンバータの利得K_pとむだ時間e^-〓^sを表わ
し、K_N・e^-〓^sは負群コンバータの利得K_Nとむだ
時間e^-〓^sを表わしている。Ｓはラプラス演算子で
ある。なお、K_N＝−K_pの関係がある。

受電端の無効電力Ｑはサイクロコンバータの遅
れ無効電流I_REACTと進相コンデンサの進み無効電
流I_capとの差に係数K_Qを乗じた値で表わせる。
I_REACTは(4)式で表わせる。

この制御系のブロツク線図からわかるように従
来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置では
受電端の無効電力Ｑを指令値Q^*に等しくなるよ
うに循環電流i_Oを制御するのであるが、このと
き、循環電流制御系に負荷電流が流れることによ
り、次式で示される外乱Δe_Lが入つてくる。

Δe_L＝｛ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）Ｓ｝・｜i_L｜……(13) 循環電流i_Oをその指令値i_O ^*に忠実に応答させる
ためには上記外乱Δe_Lを補償する必要がある。第
４図のho（ｓ）はその補償回路で、具体的には特
願昭55−39911号に詳述している。

上記補償回路ho（ｓ）は、次の(14)式で示され
るような伝達関係となつている。

ho（ｓ）＝｛ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）Ｓ｝／（２・K_p） ……(14) すなわち、（Ｌ＋Ｍ）に比例した微分項を含む
ためノイズが弱く実際の回路ではフイルター回路
が不可欠となり、結果的に完全な補償が行いきれ
ない。また(14)式で示される補償ができたとして
も、コンバータのむだ時間e^-〓^sによる誤差が残る
ためやはり正確な補償ができない。

言いかえると循環電流i_Oがその指令値i_Oに追従
できなくなり、受電端の無効電力Ｑはその指令値
Q^*（＝０）からずれてしまうことになる。

本発明は、以上に鑑みてなされたもので、追従
性の良い無効電力制御特性を有する無効電力制御
形サイクロコンバータ装置を提供することを目的
とする。

第５図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の一実施例を示す構成図である。第１
図の従来装置と異なる点は循環電流I_Oを制する代
りに正群コンバータの出力電流I_pと負群コンバー
タの出力電流I_Nの和I_pN＝I_p＋I_Nを制御しているこ
とである。図中、HPNは上記和電流I_pNの指令値
I^* _pNを発生する電流指令回路である。他の記号は
第１図に準ずる。

第６図は第５図の電流指令回路HPNの具体例
を示したもので、入力は無効電力偏差ε₁＝Q^*−
Ｑと負荷電流指令値I_L ^*で、出力は和電流指令値
I^* _pNである。図中Ｈ（ｓ）は第１図と同じ制御補償
回路、K_H＝２は増幅器、ABSは絶対値回路であ
る。Ｈ（ｓ）の出力は循環電流指令値I_O ^*でそれを
２倍し加算器A_Hによつて、負荷電流指令値I_L ^*の
絶対値を加える。その結果、和電流指令値I^* _pNは
次のようになる。

I^* _pN＝2I_O ^*＋｜I_L ^*｜ ……(15) ここで、２・I_O ^*＋｜I_L ^*｜＝I_p＋I_N ^*が成り立つ
から(15)式は次のようにも表わせる。

I_pN＝I_p＋I_N ……(16) すなわち、ここで求めたI^* _pNは正群コンバータ
の出力電流I_pの指令値I^* _pと負群コンバータの出力
電流I_Nの指令値I_N ^*との和となつている。

受電端の無効電力Ｑが変化することにより、ε₁
＝Q^*−Ｑが変化し、流すべき循環電流の指令値
I_O ^*が制御補償回路Ｈ（ｓ）を介して与えられる
が、本発明では循環電流I_Oを直接制御するのでは
なく、負荷電流指令I_L ^*を合わせて、正群及び負
群コンバータの出力電流の和I_pN＝I_p＋I_Nを制御し
ている。

第７図は、第５図の装置の制御系のブロツク線
図を示すもので、第４図のブロツク線図と大きく
異なるところからは、I_pN＝I_p＋I_Nの制御系には負
荷電流I_Lからの外乱が全く入つてこない点であ
る。従つて、従来装置では不可欠であつた補償回
路ho（ｓ）が不要となり不完全な補償に伴なう制
御誤差の必配もなくなる。

I_pN制御系にI_Lからの外乱が入つてこない理由
は、次のように説明できる。

(12)式に(10)式の関係を代入することにより次式の
ように書きなおすことができる。

V_p−V_N ＝｛ｒ＋（Ｌ＋Ｎ）Ｐ｝（i_p＋i_N）……(16) 故にI_pN＝I_p＋I_Nは正群コンバータの出力電圧V_p
と負群コンバータの出力電圧V_Nの差によつて決
定され、負荷電流I_Lの影響はなくなるのである。

一方、負荷電流I_Lの制御は従来と何ら変ること
なく行なうことができ、このとき、もちろんI_pN
制御に伴なう外乱は入つてこない。

すなわち、両制御系は全く独立したものとして
取り扱うことができ、制御系の最適化も容易に行
なえる利点がある。

本発明はフイードフオワード制御を行なつた場
合、さらに顕著な効果を発揮する。

第８図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の他の実施例を示す構成図である。３
相出力のサイクロコンバータの受電端の無効電力
をフイードフオワード制御している。図中、
BUSは３相交流電源の電線路、ＣはΔ又は接
続された進相コンデンサ、TrU，TrV，TrWは
電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗは循
環電流式サイクロコンバータ本体、Ｕ，Ｖ，Ｗは
３相負荷である。Ｕ相のサイクロコンバータCC
−Ｕは正群コンバータSS−Ｐ、負群コンバータ
SS−Ｎ及び直流リアクトルLo₁，Lo₂から構成さ
れている。CC−Ｖ，CC−Ｗも同様に構成されて
いる。また、CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT
−Ｗは各々Ｕ，Ｖ，Ｗ相のサイクロコンバータの
電流制御回路である。制御回路はCONT−Ｕは、
演算増幅器K₁，K₂，K₃、比較器C₁，C₂、加算器
A₁，A₂，A₃及び位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎ
から構成されている。CONT−Ｖ，CONT−Ｗ
も同様に構成されている。さらに、正群コンバー
タSS−Ｐの出力電流I_pU、負群コンバータSS−Ｎ
の出力電流I_NU及び負荷電流I_LUの各々を検出する
ために交流器CT_pU，CT_NU，CT_LUが設置されて
いる。Ｖ，Ｗ相も同様である。

Ｕ相のサイクロコンバータCC−Ｕの電流制御
の動作を例にとつて説明する。

まず、負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流指令I^* _LUと実際に流れる負荷電流の検
出値I_LUを比較し、その偏差ε₂に比例した電圧を
サイクロコンバータから発生するように位相制御
回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。

PH−Ｐの出力位相α_pUに対してPH−Ｎの出力
位相α_NUは、α_NU＝180゜−α_pUの関係を保つように
増幅器K₂から反転増幅器K₃を介して位相制御回
路PH−Ｎに入力される。すなわち、正群コンバ
ータSS−Ｐの出力電圧V_pUと負群コンバータSS
−Ｎの出力電圧V_NUは負荷端子でつり合つた状態
で通常の運転が行なわれる。負荷電流指令I^* _LUを
正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差ε₂も変
化し、負荷に正弦波電流I_LUが流れるように前記
α_pU及びα_NUが制御される。

次に正群コンバータSS−Ｐの出力電流I_pUと負
群コンバータSS−Ｎの出力電流I_NUとの和I_pN-U＝
I_pU＋I_NUを制御するための動作説明を行なう。

加算器A₁によつて、I_pUとI_NUの和を求め、比較
器C₁によつて和電流指令値I^* _pN-Uと比較する。そ
の偏差ε₁＝I^* _pN-U−I_pN-Uを増幅器K₁によつて増幅
し、加算器A₂，A₃に入力する。その結果、前記
位相制御回路PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε₃，ε₄
は次式のようになる。

ε₃＝K₂・ε₂＋K₁・ε₁ ……(17) ε₄＝−K₂・ε₂＋K₁・ε₁ ……(18) 故に前記α_NU＝180゜−α_pUの関係はくずれ、K₁・
ε₁に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧V_pUと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧と
が不平衡になる。その差電圧が直流リアクトル
Lo₁及びLo₂に印加され、(16)式で示される（i_p＋
i_N）の値を制御する。

I_pN-U＜I^* _pN-Uの場合、ε₁が正となりV_pU−V_NUを
増加させ、I_pN-U＝I_pU＋I_NUを増加し、I_pN-U≒I^* _pN-U
に落ち着かせる。逆にI_pN-U＞I^* _pN-Uとなつた場合
ε₁が負となり、V_pU−V_NU＜０とし、I_pN-U＝I_pU＋
I_NUを減少させて、やはりI_pN-U≒I^* _pN-Uに落ち着か
せる。結果的には正群コンバータと負群コンバー
タの出力電流の和I_pN-Uはその指令値に等しくな
るように制御される。

Ｖ相及びＷ相のサイクロコンバータの電流制御
も同様な動作を行なう。

第８図の本発明装置の実施例では受電端の無効
電力検出は行なつていない。その代りに、当該受
電端の無効電力があらかじめ定められた値になる
ように、負荷電流指令値I^* _LU，I^* _LV，I^* _LW及び位相制
御回路入力υ〓_U，υ〓_V，υ〓_Wから演算によつて前記
各相サイクロコンバータの正群及び負群コンバー
タの出力電流の和I_pN-U＝I_pU＋I_NU，I_pN-V＝I_pV＋
I_NV，I_pN-W＝I_pW＋I_NWの各指令値I^* _pN-U，I^* _pN-V，
I^* _pN-Wを求めている。第８図のRIPNはその和電流
指令値の演算回路でその具体的な構成を第９図に
示している。なおVRは受電端の無効電力の値を
決める設定器である。

第９図において、K〓_U，K〓_V，K〓_W，K_MU，K_MV，
K_MWは演算増幅器、LM_U，LM_V，LM_Wはリミツ
タ回路、SQ_U，SQ_V，SQ_Wは２乗演算回路、
SQR_U，SQR_V，SQR_Wは平方根演算回路、M_U1，
M_V1，M_W1，M_U2，M_V2，M_W2，M_U3，M_V3，M_W3
は乗算器、DIVは割算器、ABS_U，ABS_V，ABS_W
は絶対値回路、AD₁〜AD₁₂には加算器である。

入力υ〓_U，υ〓_V，υ〓_Wは第８図の演算増幅器K₂の
出力で、位相制御回路PH−Ｐ及びPH−Ｎの入
力信号の平均値である。すなわち、例えばυ〓_Uは、
サイクロコンバータCC−Ｕの出力電圧（V_pU＋
V_NU）／２に比例した値となり、α_NU≒180゜−α_pU
の関係が成り立つ状態ではυ〓_U∝cosα_pU≒−
cosα_NUとなつている。同様にυ〓_V∝cosα_pV≒−
cosα_NV，υ〓_W∝cosα_pW≒−cosα_NWが成り立つてい
る。

従つて、第９図において、υ〓_Uを増幅器K〓_Uによ
つて定数倍することによりcosα_Uが求められる。
リミツタ回路LM_Uは−１cosα_U＋１を満足さ
せるために使われ、２乗演算回路SQ_Uによつて
cos²α_Uを計算する。加算器AD₁は１−cos²α_Uを計
算するもので、次の平方根演算回路SQR_Uによつ
て、sinα_U＝√１−² _Uが求められる。同様に
υ〓_VからsinαV＝√１−²が、またυ〓_Wか
ら
sinαW＝√１−²が求められる。

一方、負荷電流の指令値I^* _LU，I^* _LV，I^* _LWがRIPN
に入力され、次の演算が行なわれる。

Ｕ相負荷電流の指令値I_*Uは絶対値回路ABS_Uに
よつてその絶対値｜I^* _LU｜となり、乗算器M_U1、
演算増幅器K_MU及び加算器AD₁₀に入力される。
演算増幅器K_MUは負荷電流I_LUを正規化するもの
で、I_Mを例えばサイクロコンバータの最大出力電
流に選んだ場合、上記｜I^* _LU｜を（１／I_M）倍す
る。そして次の加算器AD₄によつて、K_U（１−｜
I^* _LU｜／I_M）を計算している。k_Uは乗算器M_U2，
M_U3に入力される。

I^* _LV，L^* _LWも同様に演算され、k_V＝（１−｜I^* _LV
｜／I_M）及び、k_W＝（１−｜I^* _LW｜／I_M）が求めら
れる。

乗算器M_U1，M_V1，M_W1によつて各々｜I^* _LU｜・
sinα_U，｜I^* _LV｜・sinα_V及び｜I^* _LW｜・sinα_Wが求め
られ、次の加算器AD₇によつて｜I^* _LU｜・sinα_U＋
｜I^* _LV｜・sinα_V＋｜I^* _LW｜・sinα_Wが計算され、さ
らに次の加算器AD₈によつて、外部の無効電力設
定器VRの出力I^* _capとの差が計算される。

ａ＝I^* _cap−｛｜I^* _LU｜・sinα_U＋｜I^* _LV｜・sinα_V
＋｜I^* _LW｜・sinα_W｝……(19) ａは割算器DIVに入力される。

また、乗算器M_U2，M_V2，M_W2によつて各々
k_U・sinα_U，k_V・sinα_V，k_W・sinα_Wが求められ、
次の加算器AD₉によつてｂ＝k_U・sinα_U＋k_V・sinα_V＋k_W・sinα_W
……(20) が計算され、割算器DIVに入力される。

割算器DIVによつて、I_O ^*2＝ａ／ｂを求め、次
の乗算器M_U3，M_V3，M_W3によつて、各々k_U・I_O
^* ₂，k_V・I_O ^* ₂及びk_W・I_O ^* ₂が計算される。

最後に加算器AD₁₀，AD₁₁，AD₁₂によつて、
次式で示される各相サイクロコンバータの正群及
び負群コンバータの出力電流の和の指令値が出力
される。

I^* _pN-U＝｜I^* _LU｜＋k_U・I_O ^* ₂ ……(21) I^* _pN-V＝｜I^* _LV｜＋k_V・I_O ^* ₂ ……(22) I^* _pN-W＝｜I^* _LW｜＋k_W・I_O ^* ₂ ……(23) このようにして求められた指令値I^* _pN-U，I^* _pN-V，
I^* _pN-Wに応じて、各相サイクロコンバータのI_pN-U，
I_pN-V及びI_pN-Wが制御されるが、前にも述べたよ
うにこの制系には負荷電流が流れることによる外
乱は入つてこないので、きわめて追従性の良い制
御が期待できる。

ここで、I_pN-U＝I^* _pN-U，I^* _pN-V＝I^* _pN-V，I_pN-W＝
I^* _pN-Wに制御されている場合の受電端の無効電力
を考察する。

３相出力サイクロコンバータの受電端の無効電
力Ｑは、サイクロコンバータの遅れ無効電流
I_REACTと進相コンデンサの進み無効電流I_capとの差
に係数K_Qを乗じた値で表わせる。I_REACTは次の(2
４）式のようになる。ただし、α_NU≒180゜−α_pU、
α_NV≒180゜−α_pV、α_NW≒180゜−α_pWが成り立つてい
るとする。

I_REACT ＝k₁（I_pU＋I_NU）・sinα_U ＋k₁（I_pV＋I_NV）・sinα_V ＋k₁（I_pW＋I_NW）・sinα_W ……(24) 上記（I_pU＋I_NU）＝I_pN-Uは指令値I^* _pN-Uに等しく
制御され、（I_pV＋I_NV）＝I_pN-Vは指令値I^* _pN-Vに等し
く制御され、（I_pW＋I_NW）＝I_pN-Wは指令値I^* _pN-Wに
等しく制御されるのであるから(21)〜(23)式の関
係を(24)式に代入することにより、受電端の無効
電力Ｑ＝K_Q（I_REACT−I_cap）が求められる。I_REACTは
次のように変化される。

I_REACT ＝k₁｛（｜I^* _LU｜＋ku・I_O ^* ₂）・sinα_U ＋（｜I^* _LV｜＋k_V・I_O ^* ₂）・sinα_V ＋（｜I^* _LW｜＋k_W・I_O ^* ₂）・sinα_W｝＝k₁｛｜I^* _LU｜・sinα_U＋｜I^* _LV｜・sinα_V ＋｜I^* _LW｜・sinα_W ＋I_O ^* ₂・（k_U・sinα_U ＋k_V・sinα_V＋k_W・sinα_W）｝ ……(25) I_O ^* ₂＝ａ／ｂで、ｂは(20)式で与えられるから I_O ^* ₂・（K_U・sinα_U＋k_V・sinα_V＋K_W・sinα_W）＝
ａとなる。また(19)式の関係を(25)式に代入する
ことによつて、 I_REACT＝k₁｛I^* _cap−ａ＋ａ｝＝k₁・I^* _cap ……(26) となる。

受電端の無効電力Ｑを零にするには I_REACT＝I_cap＝k₁・I^* _cap ……(27) が成り立つようにI^* _capを設定してやればよい。

上記制御において、k_U，k_V，k_Wは各相サイク
ロコンバータの循環電流の値を負荷電流の大きさ
に応じ配分させる係数である。

(21)式のようにＵ相サイクロコンバータの正群
及び負群のコンバータの出力電流の和I_pN-U＝I_pU
＋I_NUが制御された場合 I_pU＋I_NU＝｜I_LU｜＋２・I_OU ……(28) の関係から、循環電流I_OUは次の値に制御されて
いると同じである。

I_OU＝（K_U・I_O ^* ₂）／２＝１／２（１−｜I^*／_LU｜／I_MI_O ^*2……(29) I^* _LU＝I_n・sin〓^tと与えた場合、I_M＝I_nに選定すれ
ば、I^* _LUが最大値I_nになつたとき循環電流I_OUは零
となり、逆にI^* _LU＝０になるとI_OU＝I_O ^* ₂／２の値と
なる。すなわち、負荷電流の絶対値｜I_LU｜が大
きいときには循環電流I_OUの値は小さく、逆に｜
I_LU｜が小さいときには、I_OUの値は大きくなるよ
うに制御される。正群コンバータSS−Ｐの出力
電流I_pUあるいは負群コンバータSS−Ｎの出力電
流I_NUの値は負荷電流I_LUの正あるいは負方向の半
波値に上記循環電流I_OUを加えた値となるが、上
記のように負荷電流I_LUの大きさに応じて、循環
電流I_OUの値を配分することにより、コンバータ
の最大電流容量の増大を小さくすることができ
る。

Ｖ相、Ｗ相のサイクロコンバータの循環電流
I_OV及びI_OWもk_V，k_Wによつて同様に配分されてい
る。この場合、各相の負荷電流は各々120゜ずつ位
相がずれているため、同時に循環電流が零又は最
大になることはなく、例えばI_OUが小さくなつて
いるときはI_OV又はI_OWが大きくなつて受電端の無
効電力Ｑは一定に保持されている。

各相の循環電流I_OU，I_OV，I_OWを同一値にして制
御させたいときには、正規化定数I_Mを∞に選定す
ればよい、具体的には、第９図の演算増幅器
K_MU，K_MV，K_MWの利得を零にすればよい。

以上のように第８図で示したフイードフオワー
ド制御による本発明装置は、受電端の無効電力Ｑ
を検出する必要がなく、当該検出に伴なう制御遅
れを除去することができる。反面、電流制御の応
答が悪ければその分だけ、受電端の無効電力制御
の応答が誤差とし残つてくるため、追従性のよい
制御が要求される。従来のように循環電流I_OU，
I_OV，I_OWそのものを直接制御しようとすると、負
荷電流I_LU，I_LV，I_LWが流れることにより、外乱が
入つてきて、その制御応答性を良くすることが困
難であつた。その点本発明では、負荷電流制御系
と正群及び負群出力電流の和の制御系とは独立し
たものとして取扱うことができ、追従性の良い応
答が得られるものである。故にフイードフオワー
ド制御に本発明装置を適用することにより、その
効果を十分に発揮することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図、第２図はその動作を説明する
ための入力側電圧、電流ベクトル図、第３図は同
じく第１図の動作を説明するための等価回路図、
第４図は第１図の制御系のブロツク線図、第５図
は本発明の無効電力制御形サイクロコンバータ装
置の一実施例を示す構成図、第６図は第５図の電
流指令回路HPNの具体例を示す構成図、第７図
は第５図の制御系のブロツク線図、第８図は本発
明の無効電力制御形サイクロコンバータ装置の他
の実施例を示す構成図、第９図は第８図の和電流
指令値演算回路の具体的な構成図である。 BUS……３相電線路、TR，TR−Ｕ，TR−
Ｖ，TR−Ｗ……電源トランス、Ｃ……進相コン
デンサ、CC，CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ……サ
イクロコンバータ本体、LOAD，Ｕ，Ｖ，Ｗ…
…負荷、Lo₁，Lo₂……直流リアクトル、SS−Ｐ
……正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コンバー
タ、CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗ……
電流制御回路、PH−Ｐ，PH−Ｎ……位相制御
回路、K₁，K₂，K₃……演算増幅器、C₁〜C₃……
比較器、A₁〜A₅……加算器、VAR……無効電力
演算器、HPN……電流指令回路、RIPN……和
電流指令値演算回路、VR……無効電力設定器。

Claims

【特許請求の範囲】１正群コンバータと負群コンバータ及び直流リ
アクトルからなる循環電流式サイクロコンバータ
と、このサイクロコンバータから電流供給を受け
る負荷装置と、前記正群及び負群コンバータの点
弧位相を制御する位相制御回路と、前記負荷装置
に供給すべき負荷電流を制御する回路と、前記サ
イクロコンバータの入力側の無効電力を制御する
回路と、この無効電力制御回路からの出力信号と
前記負荷電流制御回路の指令値信号とから指令値
を作り、前記サイクロコンバータの正群コンバー
タの出力電流と負群コンバータの出力電流の和の
値を制御する回路とから構成される無効電力制御
形サイクロコンバータ装置。２正群コンバータと負群コンバータ及び直流リ
アクトルからなる循環電流式サイクロコンバータ
と、このサイクロコンバータから電流供給を受け
る負荷装置と、前記正群及び負群コンバータの点
弧位相を制御する位相制御回路と、前記負荷装置
に供給すべき負荷電流を制御する回路と、前記サ
イクロコンバータの入力側の無効電力を制御する
ため前記サイクロコンバータの正群コンバータの
出力電流と負群コンバータの出力電流の和の値を
制御する回路を具備し、前記正群コンバータの出
力電流と負群コンバータの出力電流の和の指令値
を、前記負荷電流の指令値と前記位相制御回路の
入力信号値とから算出することを特徴とする無効
電力制御形サイクロコンバータ装置。３負荷の相数に応じて設けられる正群コンバー
タと負群コンバータ及び直流リアクトルからなる
循環電流式サイクロコンバータと、このサイクロ
コンバータからそれぞれ電流供給を受ける各相負
荷装置と、各相に設けられる前記正群及び負群コ
ンバータの点弧位相を制御する位相制御回路と、
前記サイクロコンバータの入力側の無効電力を制
御するため前記各相のサイクロコンバータの正群
コンバータの出力電流と負群コンバータの出力電
流の和の値をそれぞれ制御する回路を具備し、前
記各相正群コンバータの出力電流と負群コンバー
タの出力電流の和の指令値を、前記各相負荷電流
の指令値と前記各相位相制御回路の入力信号値か
ら算出し、各相サイクロコンバータの循環電流の
値が各相負荷電流指令値の大きさに反比例して配
分されるように、前記各相の正群コンバータの出
力電流と負群コンバータの出力電流の和の値を制
御するようにしたことを特徴とする無効電力制御
形サイクロコンバータ装置。