JPS6155347B2 - - Google Patents
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- JPS6155347B2 JPS6155347B2 JP16692380A JP16692380A JPS6155347B2 JP S6155347 B2 JPS6155347 B2 JP S6155347B2 JP 16692380 A JP16692380 A JP 16692380A JP 16692380 A JP16692380 A JP 16692380A JP S6155347 B2 JPS6155347 B2 JP S6155347B2
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- cap
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
- H02M5/42—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
- H02M5/443—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源側から見た基本波力率を任意の値
に制御する無効電力補償形サイクロコンバータの
制御方法に関するものである。
に制御する無効電力補償形サイクロコンバータの
制御方法に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。また、その無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく無
効電力変動により同一系統に接続された電気機器
に種々の悪影響を及ぼしている。
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。また、その無効電力は負荷
側の周波数に同期して常に変動している。このた
め電源系統設備の容量を増大させるだけでなく無
効電力変動により同一系統に接続された電気機器
に種々の悪影響を及ぼしている。
このようなサイクロコンバータの無効電力を補
償する方法として特願昭54−119122号がある。特
願昭54−119122号は受電端の無効電力の検出に伴
なうむだ時間や検出遅れがあること、及び制御系
を安定化し定常偏差を零にするため制御補償要素
として積分要素を用いていること等により無効電
力制御系の応答速度を高くとることができない。
従つて、負荷側の周波数が低いときは比較的よく
追従し、受電端の無効電力を零に制御することが
できるが、負荷側の周波数が高くなるに従い、制
御遅れが目立つようになり、受電端の無効電力は
当該制御遅れの分だけ残つてしまう。この結果、
負荷側の周波数に起因する入力電流の基本波まわ
りの側帯波（特性高調波）が発生し電源系統に
種々の悪影響を及ぼすという欠点があつた。
償する方法として特願昭54−119122号がある。特
願昭54−119122号は受電端の無効電力の検出に伴
なうむだ時間や検出遅れがあること、及び制御系
を安定化し定常偏差を零にするため制御補償要素
として積分要素を用いていること等により無効電
力制御系の応答速度を高くとることができない。
従つて、負荷側の周波数が低いときは比較的よく
追従し、受電端の無効電力を零に制御することが
できるが、負荷側の周波数が高くなるに従い、制
御遅れが目立つようになり、受電端の無効電力は
当該制御遅れの分だけ残つてしまう。この結果、
負荷側の周波数に起因する入力電流の基本波まわ
りの側帯波（特性高調波）が発生し電源系統に
種々の悪影響を及ぼすという欠点があつた。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、追従性
の良い無効電力制御系を有する無効電力補償形サ
イクロコンバータの制御方法を提供することを目
的とする。
の良い無効電力制御系を有する無効電力補償形サ
イクロコンバータの制御方法を提供することを目
的とする。
第１図は本発明の無効電力補償形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図である。図中、
BUSは３相交流電源の電線路、Ｃは〓又は△接
続された進相コンデンサ、ＴγＵ，ＴγＶ，Ｔγ
Ｗは電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ
は循環電流式サイクロコンバータ、Ｕ，Ｖ，Ｗは
負荷、CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗは負
荷電流及び循環電流の制御回路、RIOは循環電流
指令回路である。サイクロコンバータCC−Ｕは
正群コンバータSS−Ｐ、負群コンバータSS−Ｎ
及び直流リアクトルLO1，LO2から構成されてい
る。CC−Ｖ，CC−Ｗも同様に構成されている。
以下負荷電流制御動作及び循環電流制御動作をＵ
相のサイクロコンバータを例にとつて説明する。
バータ装置の実施例を示す構成図である。図中、
BUSは３相交流電源の電線路、Ｃは〓又は△接
続された進相コンデンサ、ＴγＵ，ＴγＶ，Ｔγ
Ｗは電源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ
は循環電流式サイクロコンバータ、Ｕ，Ｖ，Ｗは
負荷、CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，CONT−Ｗは負
荷電流及び循環電流の制御回路、RIOは循環電流
指令回路である。サイクロコンバータCC−Ｕは
正群コンバータSS−Ｐ、負群コンバータSS−Ｎ
及び直流リアクトルLO1，LO2から構成されてい
る。CC−Ｖ，CC−Ｗも同様に構成されている。
以下負荷電流制御動作及び循環電流制御動作をＵ
相のサイクロコンバータを例にとつて説明する。
まず、負荷電流の制御は次のようにして行なわ
れる。
れる。
負荷電流検出器CTLUにより負荷電流ＩLUを検
出し指令値Ｉ＊ ＬＵと比較する。偏差ε２＝Ｉ＊ ＬＵ−
Ｉ
LUに比例した電圧をサイクロコンバータから発生
するように位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御
する。PH−Ｐの出力位相αPUに対してPH−Ｎの
出力位相αNUはαNU＝180゜−αPUの関係を保つ
ように増幅器K2から反転増幅器K3を介してPH−
Ｎに入力される。すなわち、正群コンバータSS
−Ｐの出力電圧ＶP＝kv・Vs・cosαPUと、負群
コンバータSS−Ｎの出力電圧ＶN＝kv・Vs・cos
αNU＝kv・Vs・cos（180゜−αPU）は負荷端子
でつり合つた状態で通常の運転が行なわれる。た
だしVsは電源電圧、kvは変換定数である。電流
指令Ｉ＊ ＬＵを正弦波状に変化させるとそれに応じて
偏差ε２も変化し、負荷に正弦波電流が流れるよ
うに前記αPU及びαNUが制御される。この通常の
運転では正群コンバータSS−Ｐの出力電圧と負
群コンバータSS−Ｎの出力電圧は等しくつり合
つているため循環電流ＩOUはほとんど流れない。
出し指令値Ｉ＊ ＬＵと比較する。偏差ε２＝Ｉ＊ ＬＵ−
Ｉ
LUに比例した電圧をサイクロコンバータから発生
するように位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御
する。PH−Ｐの出力位相αPUに対してPH−Ｎの
出力位相αNUはαNU＝180゜−αPUの関係を保つ
ように増幅器K2から反転増幅器K3を介してPH−
Ｎに入力される。すなわち、正群コンバータSS
−Ｐの出力電圧ＶP＝kv・Vs・cosαPUと、負群
コンバータSS−Ｎの出力電圧ＶN＝kv・Vs・cos
αNU＝kv・Vs・cos（180゜−αPU）は負荷端子
でつり合つた状態で通常の運転が行なわれる。た
だしVsは電源電圧、kvは変換定数である。電流
指令Ｉ＊ ＬＵを正弦波状に変化させるとそれに応じて
偏差ε２も変化し、負荷に正弦波電流が流れるよ
うに前記αPU及びαNUが制御される。この通常の
運転では正群コンバータSS−Ｐの出力電圧と負
群コンバータSS−Ｎの出力電圧は等しくつり合
つているため循環電流ＩOUはほとんど流れない。
次に循環電流制御の動作を説明する。
循環電流ＩOUは次の演算を行なうことによつて
検出される。ただし、ＩPUは正群コンバータSS
−Ｐの出力電流、ＩNUは負群コンバータSS−Ｎ
の出力電流、｜ＩLU｜は負荷電流ＩLUの絶対値で
ある。
検出される。ただし、ＩPUは正群コンバータSS
−Ｐの出力電流、ＩNUは負群コンバータSS−Ｎ
の出力電流、｜ＩLU｜は負荷電流ＩLUの絶対値で
ある。
ＩOU＝（ＩPU＋ＩNU−｜ＩLU｜）／２
電流検出器CTPU・CTNU，CTLU、絶対値回路
ABS、加算器A1，A2及び増幅器Ko（＝1/2倍）
を使つて上記演算を行なつている。
ABS、加算器A1，A2及び増幅器Ko（＝1/2倍）
を使つて上記演算を行なつている。
このようにして検出された循環電流ＩOUは比較
器C1によつて指令値Ｉ＊ ＯＵと比較され、偏差ε１
＝Ｉ＊ ＯＵ−ＩOUが出力される。偏差ε１は増幅器
K1を介して加算器A3及びA4に入力される。従つ
て、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε３及びε４は
各々次のようになる。ただしK3＝−１とする。
器C1によつて指令値Ｉ＊ ＯＵと比較され、偏差ε１
＝Ｉ＊ ＯＵ−ＩOUが出力される。偏差ε１は増幅器
K1を介して加算器A3及びA4に入力される。従つ
て、PH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε３及びε４は
各々次のようになる。ただしK3＝−１とする。
ε３＝K2・ε２＋K1・ε１
ε４＝−K2・ε２＋K1・ε１
故にαNU＝180゜−αPUの関係はくずれK1，ε
１に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧ＶPと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧Ｖ
Nとが不平衡になる。その差電圧が直流リアクト
ルLo1及びLo2に印加され循環電流ＩOUが流れ
る。ＩOUが指令値Ｉ＊ ＯＵより流れすぎればε１が減
少して上記差電圧を小さくする。結果的にはＩOU
はＩ＊ ＯＵに等しくなるように制御される。Ｖ，Ｗ相
も同様に制御される。
１に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出
力電圧ＶPと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧Ｖ
Nとが不平衡になる。その差電圧が直流リアクト
ルLo1及びLo2に印加され循環電流ＩOUが流れ
る。ＩOUが指令値Ｉ＊ ＯＵより流れすぎればε１が減
少して上記差電圧を小さくする。結果的にはＩOU
はＩ＊ ＯＵに等しくなるように制御される。Ｖ，Ｗ相
も同様に制御される。
循環電流の指令値Ｉ＊ ＯＵは循環電流指令回路RI
から発生されられる。第２図はその循環電流指
令回路の具体例を示すもので、破線で囲まれた部
分がRIである。
から発生されられる。第２図はその循環電流指
令回路の具体例を示すもので、破線で囲まれた部
分がRIである。
図中、ＫαU，ＫαV，ＫαW及びKaは演算増幅
器、LMU，LMV，LMWはリミツタ回路、SQU，
SQV，SQWは２乗演算回路、SQRU，SQRV，
SQRWは平方根演算回路、ＭU，ＭV，ＭWは乗算
器、DIVは割算器、AD1〜AD8は加算器、VRは無
効電力設定器である。
器、LMU，LMV，LMWはリミツタ回路、SQU，
SQV，SQWは２乗演算回路、SQRU，SQRV，
SQRWは平方根演算回路、ＭU，ＭV，ＭWは乗算
器、DIVは割算器、AD1〜AD8は加算器、VRは無
効電力設定器である。
まず、各相サイクロコンバータの位相制御入力
電圧ＶαU，ＶαV，ＶαWを取出し循環電流指令
回路RIOに入力する。ＶαUは第１図の増幅器K2
の出力信号を取出したものでcosαPUと−cosαNU
の平均値に比例した値をとる。故にＶαUを増幅
器ＫαUによつて定数倍することにより点弧制御
角αUの余弦値cosαUが求められる。次にリミツ
タ回路LMUは−１≦cosαU≦１の条件を満足さ
せるために増幅器ＫαUの信号の上限及び下限値
を決定するものである。この信号を２乗演算回路
SQUで２乗し加算器AD1に入力する。AD1では単
位電圧１から前記SQUの出力信号を差し引き、そ
の結果１−cos2αUが求められる。これを次の平
方根演算回路SQRUを通してsinαU＝√１−2
αUが求まる。同様にυαｖからsinαｖがυαｗ
からsinαｗが求められる。
電圧ＶαU，ＶαV，ＶαWを取出し循環電流指令
回路RIOに入力する。ＶαUは第１図の増幅器K2
の出力信号を取出したものでcosαPUと−cosαNU
の平均値に比例した値をとる。故にＶαUを増幅
器ＫαUによつて定数倍することにより点弧制御
角αUの余弦値cosαUが求められる。次にリミツ
タ回路LMUは−１≦cosαU≦１の条件を満足さ
せるために増幅器ＫαUの信号の上限及び下限値
を決定するものである。この信号を２乗演算回路
SQUで２乗し加算器AD1に入力する。AD1では単
位電圧１から前記SQUの出力信号を差し引き、そ
の結果１−cos2αUが求められる。これを次の平
方根演算回路SQRUを通してsinαU＝√１−2
αUが求まる。同様にυαｖからsinαｖがυαｗ
からsinαｗが求められる。
次に、各相サイクロコンバータの負荷電流の絶
対値｜ＩLU｜、｜ＩLV｜、｜ＩLW｜を検出し、循
環電流指令回路RIの乗算器ＭU，ＭV，ＭWに入
力する。乗算器ＭUは、上記負荷電流の絶対値｜
ＩLU｜に前記sinαUを乗じて｜ＩLU｜sinαUを求
めるもので、同様にＭVによつて｜ＩLV｜sinαV
がまたＭWによつて｜ＩLW｜sinαWが求められ
る。これらの信号を加算器AD4及びAD5によつて
加え合わせ、次の加算器AD6に入力する。無効電
力設定器VRは進相コンデンサに流れる進み電流
Icapに対応して、信号Ｉ＊ ｃａｐを発生するもので、
受電端の基本波力率を１にする場合 Ｉ＊ ｃａｐ＝Icap／k1 k1は変換定数 に設定される。
対値｜ＩLU｜、｜ＩLV｜、｜ＩLW｜を検出し、循
環電流指令回路RIの乗算器ＭU，ＭV，ＭWに入
力する。乗算器ＭUは、上記負荷電流の絶対値｜
ＩLU｜に前記sinαUを乗じて｜ＩLU｜sinαUを求
めるもので、同様にＭVによつて｜ＩLV｜sinαV
がまたＭWによつて｜ＩLW｜sinαWが求められ
る。これらの信号を加算器AD4及びAD5によつて
加え合わせ、次の加算器AD6に入力する。無効電
力設定器VRは進相コンデンサに流れる進み電流
Icapに対応して、信号Ｉ＊ ｃａｐを発生するもので、
受電端の基本波力率を１にする場合 Ｉ＊ ｃａｐ＝Icap／k1 k1は変換定数 に設定される。
加算器AD6はVRの出力信号Ｉ＊ ｃａｐから加算器
AD5の出力信号｜ＩLU｜sinαU＋｜ＩLV｜sinαV
＋｜ＩLW｜sinαWを差し引くもので、次の増幅器
Kaによつて1/2倍される。一方、加算器AD7とD8
によつて、sinαU＋sinαV＋sinαWを求め、割算
器DIVに入力する。DIVの出力信号Ｉ＊ ｐは次のよ
うに与えられる。
AD5の出力信号｜ＩLU｜sinαU＋｜ＩLV｜sinαV
＋｜ＩLW｜sinαWを差し引くもので、次の増幅器
Kaによつて1/2倍される。一方、加算器AD7とD8
によつて、sinαU＋sinαV＋sinαWを求め、割算
器DIVに入力する。DIVの出力信号Ｉ＊ ｐは次のよ
うに与えられる。
Ｉp *＝Ｉ＊ ｃａｐ−｛｜ＩＬＵ｜ｓｉｎαＵ＋｜ＩＬＶ｜ｓｉｎαＶ＋｜ＩＬＷ｜ｓｉｎαＷ／２（ｓｉｎαＵ＋ｓ
ｉｎαＶ＋ｓｉｎαＷ 各相サイクロコンバータの循環電流ＩOU，ＩOW
は上記指令値Ｉ＊ ｐに等しくなるように制御され
る。
ｉｎαＶ＋ｓｉｎαＷ 各相サイクロコンバータの循環電流ＩOU，ＩOW
は上記指令値Ｉ＊ ｐに等しくなるように制御され
る。
第３図は、サイクロコンバータの入力側の１相
分の電圧電流ベクトルを示すものでVsは電源電
圧、Isは電源電流、Icapは進相コンデンサＣの電
流、ＩCCU・ＩCCV・ＩCCWは各相サイクロコンバ
ータの入力電流、ＩSSPはＵ相サイクロコンバー
タの正群コンバータSSPの入力電流、ＩSSNは同
じく負群コンバータSS−Ｎの入力電流、ＩREACT
はサイクロコンバータ全体の遅れ無効電流を各々
表わしている。
分の電圧電流ベクトルを示すものでVsは電源電
圧、Isは電源電流、Icapは進相コンデンサＣの電
流、ＩCCU・ＩCCV・ＩCCWは各相サイクロコンバ
ータの入力電流、ＩSSPはＵ相サイクロコンバー
タの正群コンバータSSPの入力電流、ＩSSNは同
じく負群コンバータSS−Ｎの入力電流、ＩREACT
はサイクロコンバータ全体の遅れ無効電流を各々
表わしている。
Ｕ相サイクロコンバータの場合、ある瞬時、正
群コンバータSS−Ｐは点弧制御角αPUで循環電
流ＩOUと負荷電流ＩLUが流れる。故に変換定数を
k1とすればSS−Ｐの入力電流ＩSSPの大きさはk1
（ＩOU＋｜ＩLU｜）となる。また負群コンバータ
は点弧制御角αNU≒180゜−αPUで循環電流ＩOU
が流れる。故にＩSSNの大きさはk1，ＩOUであ
る。従つて、Ｕ相サイクロコンバータの入力電流
ＩCCUは図示のようになり、その無効電流成分ＩR
ＥＡＣＴ−Ｕは ＩREACT-U＝ＩSSP・sinαPU ＋ＩSSN・sinαNU＝k1（2IOU ＋｜ＩLU｜）sinαPU となる。
群コンバータSS−Ｐは点弧制御角αPUで循環電
流ＩOUと負荷電流ＩLUが流れる。故に変換定数を
k1とすればSS−Ｐの入力電流ＩSSPの大きさはk1
（ＩOU＋｜ＩLU｜）となる。また負群コンバータ
は点弧制御角αNU≒180゜−αPUで循環電流ＩOU
が流れる。故にＩSSNの大きさはk1，ＩOUであ
る。従つて、Ｕ相サイクロコンバータの入力電流
ＩCCUは図示のようになり、その無効電流成分ＩR
ＥＡＣＴ−Ｕは ＩREACT-U＝ＩSSP・sinαPU ＋ＩSSN・sinαNU＝k1（2IOU ＋｜ＩLU｜）sinαPU となる。
同様にＶ相及びＷ相のサイクロコンバータの無
効電流成分ＩREACT-V及びＩREACT-Wは次のように
与えられる。
効電流成分ＩREACT-V及びＩREACT-Wは次のように
与えられる。
ＩREACT-V≒k1（２・ＩOV
＋｜ＩLV｜）・sinαPV
ＩREACT-W≒k1（２・ＩOW
＋｜ＩLW｜）・sinαPW
サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流ＩREAC
Ｔはこれらを合成したもので次式のようになる。
Ｔはこれらを合成したもので次式のようになる。
ＩREACT＝ＩREACT-U＋ＩREACT-V＋ＩREACT-W＝k1・（２・ＩOU
＋｜ＩLU｜）・sinαPU＋k1・（２・ＩOV＋｜ＩLV｜）・sinαPV
＋k1・（２・ＩOW＋｜ＩLW｜）・sinαPW
ここで、前述のように循環電流ＩOU，ＩOV，Ｉ
OWを循環電流指令回路RIOの出力Ｉ＊ ｐに等しくな
るように制御した場合、上記ＩREACTは次のよう
になる。
OWを循環電流指令回路RIOの出力Ｉ＊ ｐに等しくな
るように制御した場合、上記ＩREACTは次のよう
になる。
ＩREACT＝k1（２・Ｉ＊ ｐ＋｜ＩLU｜）sinαPU＋k1（２・Ｉ＊ ｐ
＋｜ＩLV｜）sinαPV＋k1（２・Ｉ＊ ｐ＋｜ＩOW｜）sinαPW
＝2k1I＊ ｐ（sinαPU＋sinαPV＋sinαPW
＋k1（｜ＩLU｜sinαPU＋｜ＩLV｜sinαPV＋｜ＩLW｜sinαPW）
sinαPU≒sinαU・sinαPV≒sinαV、sinαPW≒
sinαWであることを考慮すると、 ＩREACT＝k1・Ｉ＊ ｃａｐ となる。
sinαWであることを考慮すると、 ＩREACT＝k1・Ｉ＊ ｃａｐ となる。
Ｉ＊ ｃａｐ＝Icap／k1に設定すれば、ＩREACT＝Icap
となり、サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流
ＩREACTと進相コンデンサの進み無効電流Icapが
互いに打消し合い、電流Isは電源電圧Vsと同相
成分だけとなる。すなわち、受電端の基本波力率
は１に制御されることになる。
となり、サイクロコンバータ全体の遅れ無効電流
ＩREACTと進相コンデンサの進み無効電流Icapが
互いに打消し合い、電流Isは電源電圧Vsと同相
成分だけとなる。すなわち、受電端の基本波力率
は１に制御されることになる。
Ｉ＊ ｃａｐ＞Icap／k1に選ぶとＩREACT＞Icapとなり
遅れ電力をとるように設定でき、またＩ＊ ｃａｐ＜
Icap／k1に選ぶとＩREACT＜Icapとなり進み電力
をとるように設定できる。同一電線路に他の電気
機器が接続されて、その電気機器が進みあるいは
遅れ電力をとつているような場合にそれに応じて
Ｉ＊ ｃａｐを選定することが有益である。
遅れ電力をとるように設定でき、またＩ＊ ｃａｐ＜
Icap／k1に選ぶとＩREACT＜Icapとなり進み電力
をとるように設定できる。同一電線路に他の電気
機器が接続されて、その電気機器が進みあるいは
遅れ電力をとつているような場合にそれに応じて
Ｉ＊ ｃａｐを選定することが有益である。
以上のように、本発明によれば、サイクロコン
バータに流すべき循環電流の値を位相制御信号と
負荷電流の検出値から演算して与えているため、
従来の無効電力検出に伴なう検出遅れやむだ時間
が問題にならなくなり、追従性の良い制御系を構
成することができる。従つて、負荷側の周波数が
高くなつても循環電流制御の応答が許せる範囲内
なら受電端の無効電力が零になるように制御で
き、サイクロコンバータの負荷側の周波数に起因
する入力電流の基本波まわりの側帯波（特性高調
波）を取り除くことができ、また電源側の基本波
力率も１にすることが可能である。また、従来必
要とされた無効電力制御のための各要素例えば電
源電圧あるいは電流検出用の変成器や変流器、無
効電力演算回路及び制御補償回路等を省略でき構
成が簡単で経済的な装置とすることができる。
バータに流すべき循環電流の値を位相制御信号と
負荷電流の検出値から演算して与えているため、
従来の無効電力検出に伴なう検出遅れやむだ時間
が問題にならなくなり、追従性の良い制御系を構
成することができる。従つて、負荷側の周波数が
高くなつても循環電流制御の応答が許せる範囲内
なら受電端の無効電力が零になるように制御で
き、サイクロコンバータの負荷側の周波数に起因
する入力電流の基本波まわりの側帯波（特性高調
波）を取り除くことができ、また電源側の基本波
力率も１にすることが可能である。また、従来必
要とされた無効電力制御のための各要素例えば電
源電圧あるいは電流検出用の変成器や変流器、無
効電力演算回路及び制御補償回路等を省略でき構
成が簡単で経済的な装置とすることができる。
第１図は本発明の無効電力補償形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図、第２図は第１
図の循環電流指令回路RIOの具体例を示す構成
図、第３図は本発明装置の動作を説明するための
電圧電流ベクトル図である。 CO−Ｕ，CO−Ｖ，CO−Ｗ……循環電流式サ
イクロコンバータ、Ｕ，Ｖ，Ｗ……負荷、Ｃ……
進相コンデンサ、CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，
CONT−Ｗ……制御回路、RIO……循環電流指令
回路、SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……
負群コンバータ、Lo1，Lo2……直流リアクト
ル、K0，K1，K2，K3……演算増幅器、A1，A2，
A3，A4……加算器、C1，C2……比較器、ABS…
…絶対値回路、VR……無効電力設定器、ＫαU，
ＫαV，ＫαW，Ka……演算増幅器、AD1〜AD8…
…加算器、LMU，LMV，LMW……リミツタ回
路、SQU，SQV，SQW……２乗演算回路、
SQRU，SQRV，SQRW……平方根演算回路、Ｍ
U，ＭV，ＭW……乗算器、DIV……割算器。
バータ装置の実施例を示す構成図、第２図は第１
図の循環電流指令回路RIOの具体例を示す構成
図、第３図は本発明装置の動作を説明するための
電圧電流ベクトル図である。 CO−Ｕ，CO−Ｖ，CO−Ｗ……循環電流式サ
イクロコンバータ、Ｕ，Ｖ，Ｗ……負荷、Ｃ……
進相コンデンサ、CONT−Ｕ，CONT−Ｖ，
CONT−Ｗ……制御回路、RIO……循環電流指令
回路、SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……
負群コンバータ、Lo1，Lo2……直流リアクト
ル、K0，K1，K2，K3……演算増幅器、A1，A2，
A3，A4……加算器、C1，C2……比較器、ABS…
…絶対値回路、VR……無効電力設定器、ＫαU，
ＫαV，ＫαW，Ka……演算増幅器、AD1〜AD8…
…加算器、LMU，LMV，LMW……リミツタ回
路、SQU，SQV，SQW……２乗演算回路、
SQRU，SQRV，SQRW……平方根演算回路、Ｍ
U，ＭV，ＭW……乗算器、DIV……割算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源端子に進相コンデンサを接続した３相出
力の循環電流式サイクロコンバータにおいて、当
該サイクロコンバータの循環電流の指令値Ｉ＊ ｐ
を、進相コンデンサの進み電流相当分をＩ＊ ｃａｐ、
三相負荷電流の絶対値｜ＩLU｜、｜ＩLV｜、｜Ｉ
LW｜、各相コンバータの位相制御入力信号をＶα
u，Ｖαv，Ｖαw、比例定数をＫαとするとき Ｉ＊ ｐ＝｛Ｉ＊ ｃａｐ−｜ＩLu｜・√１−（・
u）
２ −｜ＩLv｜・√１−（・v）２ −｜ＩLw｜・√１−（・w）２｝／ ｛２×（√１−（・u）２ ＋√１−（・v）２＋√１−（・
αv）２）｝ として与えることを特徴とする無効電力補償形サ
イクロコンバータの制御方法。 ２ 進相コンデンサの進み電流相当分Ｉ＊ ｃａｐを任
意の値に設定し、受電端の基本波力率を進みある
いは遅れに制御することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の無効電力補償形サイクロコンバ
ータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16692380A JPS5791670A (en) | 1980-11-27 | 1980-11-27 | Control of reactive power compensation type cycloconverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16692380A JPS5791670A (en) | 1980-11-27 | 1980-11-27 | Control of reactive power compensation type cycloconverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5791670A JPS5791670A (en) | 1982-06-07 |
| JPS6155347B2 true JPS6155347B2 (ja) | 1986-11-27 |
Family
ID=15840155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16692380A Granted JPS5791670A (en) | 1980-11-27 | 1980-11-27 | Control of reactive power compensation type cycloconverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5791670A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4570214A (en) * | 1984-03-29 | 1986-02-11 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Reactive power control cycloconverter |
-
1980
- 1980-11-27 JP JP16692380A patent/JPS5791670A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5791670A (en) | 1982-06-07 |
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