JPH0156592B2 - - Google Patents
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- JPH0156592B2 JPH0156592B2 JP57215405A JP21540582A JPH0156592B2 JP H0156592 B2 JPH0156592 B2 JP H0156592B2 JP 57215405 A JP57215405 A JP 57215405A JP 21540582 A JP21540582 A JP 21540582A JP H0156592 B2 JPH0156592 B2 JP H0156592B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- transistor
- circuit
- amplifier
- feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は磁気録画再生装置の再生プリアンプ集
積回路（以後プリアンプICと称す）に係り、特
に初段アンプの負帰還回路に関するものである。
積回路（以後プリアンプICと称す）に係り、特
に初段アンプの負帰還回路に関するものである。
ビデオ信号を記録・再生するヘリカルスキヤン
形磁気録画再生装置（例えば家庭用VTRなど）
においては、磁気テープから磁気ヘツドを介して
再生される信号は極めて微弱であり、しかも高域
がかなり減衰した周波数特性となつている。この
ため、再生信号を増幅するプリアンプには、低雑
音であることと周波数特性を補正することが要求
される。この周波数特性の補正を無調整化した回
路の一例が同一出願人より出願の特願昭55−
38934号に記載されている。
形磁気録画再生装置（例えば家庭用VTRなど）
においては、磁気テープから磁気ヘツドを介して
再生される信号は極めて微弱であり、しかも高域
がかなり減衰した周波数特性となつている。この
ため、再生信号を増幅するプリアンプには、低雑
音であることと周波数特性を補正することが要求
される。この周波数特性の補正を無調整化した回
路の一例が同一出願人より出願の特願昭55−
38934号に記載されている。
第１図にその再生系回路を、第２図にその周波
数特性を示し、フイードバツクダンピングについ
て説明する。
数特性を示し、フイードバツクダンピングについ
て説明する。
ここでは、VHS規格のVTRを例にとり説明す
る。周知の通りVHS規格のVTRのFM輝度信号
は、そのキヤリア周波数が3.4MHzから4.4MHzに
定められている。
る。周知の通りVHS規格のVTRのFM輝度信号
は、そのキヤリア周波数が3.4MHzから4.4MHzに
定められている。
第１図において、信号源１はビデオヘツドのイ
ンダクタンスL1とその抵抗分R1と電圧源einから
成り、シールド線２を介してプリアンプIC３に
供給される。ここで、C1はシールド線の持つ容
量、C2は共振用コンデンサ、C3はプリアンプ４
の入力容量である。フイードバツク抵抗R2をは
ずした場合、ロータリトランス（同図に示さず）
を介して見たヘツドのインダクタンスL1が約8μH
であるのに対し、シールド線２の容量C1が約
30PF、アンプ入力容量が約70PFであり、さらに
共振用コンデンサC1として30PF程度を選ぶこと
で共振周波数f0をFM輝度信号のホワイトピーク
周波数付近の値、即ちVHS規格では５〜6MHz付
近に設定している。その共振特性を第２図の５に
示す。このような周波数特性５を有するビデオヘ
ツド出力に対し、プリアンプ４の出力側から入力
側へフイードバツク抵抗R2により十分な負帰還
を施し、第２図の６に示すように5MHz付近まで
フラツトな周波数特性６を持つプリアンプIC３
を構成している。
ンダクタンスL1とその抵抗分R1と電圧源einから
成り、シールド線２を介してプリアンプIC３に
供給される。ここで、C1はシールド線の持つ容
量、C2は共振用コンデンサ、C3はプリアンプ４
の入力容量である。フイードバツク抵抗R2をは
ずした場合、ロータリトランス（同図に示さず）
を介して見たヘツドのインダクタンスL1が約8μH
であるのに対し、シールド線２の容量C1が約
30PF、アンプ入力容量が約70PFであり、さらに
共振用コンデンサC1として30PF程度を選ぶこと
で共振周波数f0をFM輝度信号のホワイトピーク
周波数付近の値、即ちVHS規格では５〜6MHz付
近に設定している。その共振特性を第２図の５に
示す。このような周波数特性５を有するビデオヘ
ツド出力に対し、プリアンプ４の出力側から入力
側へフイードバツク抵抗R2により十分な負帰還
を施し、第２図の６に示すように5MHz付近まで
フラツトな周波数特性６を持つプリアンプIC３
を構成している。
次にプリアンプIC３における負帰還アンプ構
成の一例を第３図及び第４図を用いて説明する。
成の一例を第３図及び第４図を用いて説明する。
第３図は負帰還アンプ構成のブロツク図、第４
図はその具体回路図である。７はプリアンプIC、
８，９はIC７のピン端子、１０はゲインがＡの
初段アンプ、１１は差動アンプ、R3〜R16は抵
抗、C4〜C5はコンデンサ、D1〜D5はダイオード、
Q1〜Q7はトランジスタ、I1は電流源である。第
３図で、端子９の交流信号e9は低抗R4，R5によ
り(1)式で表わされる。
図はその具体回路図である。７はプリアンプIC、
８，９はIC７のピン端子、１０はゲインがＡの
初段アンプ、１１は差動アンプ、R3〜R16は抵
抗、C4〜C5はコンデンサ、D1〜D5はダイオード、
Q1〜Q7はトランジスタ、I1は電流源である。第
３図で、端子９の交流信号e9は低抗R4，R5によ
り(1)式で表わされる。
e9＝R5／R4＋R5eout (1)
(1)式に示す如く、減衰した初段アンプ１０の出力
がフイードバツク抵抗R3を介して入力側へ帰還
され、同時に直流電圧も帰還される。第３図に示
すような構成を持つ負帰還アンプの等価的なダン
ピング抵抗RDは、(2)式で表わされる。
がフイードバツク抵抗R3を介して入力側へ帰還
され、同時に直流電圧も帰還される。第３図に示
すような構成を持つ負帰還アンプの等価的なダン
ピング抵抗RDは、(2)式で表わされる。
RD＝R3／１＋Ａ・R5／R4＋R5 (2)
同様に、第４図でダンピング抵抗RDを求めると
(3)式となる。
(3)式となる。
RD＝R14／１＋Ａ・R16／R10＋R16 (3)
R10及びR14は、IC内部の抵抗であり、周知の如
くそれらの抵抗値は30％程度のばらつきがあり、
しかも、双方とも同一の方向にばらつく。すなわ
ち、抵抗R10，R14の抵抗値が大きい方にばらつ
けば、(3)式において分母が小さくなり、分子は大
きくなるためダンピング抵抗RDは益々大きい方
向に移行し、ダンピングが弱まる。逆に、R10，
R14の抵抗値が小さくなれば、RDは小さくなり
ダンピングが強まり高域での減衰が大きな周波数
特性となる。以上のように、IC内部の抵抗と外
部の抵抗とによりフイードバツク量を決定する第
３図及び第４図のような負帰還アンプにおいて
は、端子９に示す如く１ピンで実現できるメリツ
トがある反面、周波数特性は抵抗R4（またはR10）
及びR3（またはR14）の双方の抵抗値ばらつきに
大きく左右されるという欠点がある。
くそれらの抵抗値は30％程度のばらつきがあり、
しかも、双方とも同一の方向にばらつく。すなわ
ち、抵抗R10，R14の抵抗値が大きい方にばらつ
けば、(3)式において分母が小さくなり、分子は大
きくなるためダンピング抵抗RDは益々大きい方
向に移行し、ダンピングが弱まる。逆に、R10，
R14の抵抗値が小さくなれば、RDは小さくなり
ダンピングが強まり高域での減衰が大きな周波数
特性となる。以上のように、IC内部の抵抗と外
部の抵抗とによりフイードバツク量を決定する第
３図及び第４図のような負帰還アンプにおいて
は、端子９に示す如く１ピンで実現できるメリツ
トがある反面、周波数特性は抵抗R4（またはR10）
及びR3（またはR14）の双方の抵抗値ばらつきに
大きく左右されるという欠点がある。
また、抵抗R10は外部抵抗R16とともに信号を
減衰させるものであり、数百Ωから数KΩ程度の
抵抗であり、抵抗R11はトランジスタQ4からなる
エミツタフオロワの発振防止用に接続されるの
で、数十Ωから100Ω程度の小さな抵抗である。
従つて、抵抗R10はフイーバツクアンプの雑音源
となり、後述するように、アンプのＳ／Ｎを劣化
させる。
減衰させるものであり、数百Ωから数KΩ程度の
抵抗であり、抵抗R11はトランジスタQ4からなる
エミツタフオロワの発振防止用に接続されるの
で、数十Ωから100Ω程度の小さな抵抗である。
従つて、抵抗R10はフイーバツクアンプの雑音源
となり、後述するように、アンプのＳ／Ｎを劣化
させる。
端子９は、前記の如く負帰還アンプ１０の帰還
量調整端子の他に、次段の差動アンプ１１の基準
直流電圧を与えるための端子をも兼ねている。従
つて、第４図において十分なダンピングをかける
ために端子９に接続された抵抗R16を大きくすれ
ば、トランジスタQ6，Q7から成る差動アンプゲ
インが低下し、逆に抵抗R16を小さくしすぎると
フイードバツク量が少なくなり、十分ダンピング
がかからない。抵抗R16を抵抗R10に較べ非常に
小さな値に設定し、第２図の曲線６と同等の周波
数特性を得るためにはフイードバツク抵抗R14も
かなり小さな値に選ぶ必要があることが(3)式より
理解できる。一般に、フイードバツク抵抗R14
は、その抵抗値精度を得るために、イオン打ち込
み抵抗（以後HR抵抗）を用いることが多く、
3KΩ〜30KΩの範囲では精度的に問題はない。し
かし、フイードバツク抵抗は小さすぎるとアンプ
のNF劣化となるので、ベース電流のばらつきに
よる利得ばらつきが許せる範囲で大きい方が良
い。
量調整端子の他に、次段の差動アンプ１１の基準
直流電圧を与えるための端子をも兼ねている。従
つて、第４図において十分なダンピングをかける
ために端子９に接続された抵抗R16を大きくすれ
ば、トランジスタQ6，Q7から成る差動アンプゲ
インが低下し、逆に抵抗R16を小さくしすぎると
フイードバツク量が少なくなり、十分ダンピング
がかからない。抵抗R16を抵抗R10に較べ非常に
小さな値に設定し、第２図の曲線６と同等の周波
数特性を得るためにはフイードバツク抵抗R14も
かなり小さな値に選ぶ必要があることが(3)式より
理解できる。一般に、フイードバツク抵抗R14
は、その抵抗値精度を得るために、イオン打ち込
み抵抗（以後HR抵抗）を用いることが多く、
3KΩ〜30KΩの範囲では精度的に問題はない。し
かし、フイードバツク抵抗は小さすぎるとアンプ
のNF劣化となるので、ベース電流のばらつきに
よる利得ばらつきが許せる範囲で大きい方が良
い。
入力信号源のインピーダンスをZsとすると入
力換算したアンプの雑音電圧En′は、ダンピング
の無いときの雑音電圧En、フイードバツク抵抗
R14により、次式で示される。
力換算したアンプの雑音電圧En′は、ダンピング
の無いときの雑音電圧En、フイードバツク抵抗
R14により、次式で示される。
En′＝Zs＋R25／R25En ……(3)′
即ち、抵抗R14の値が小さい程、入力換算したア
ンプの雑音電圧Enが増加することになる。
ンプの雑音電圧Enが増加することになる。
第３図、第４図に示す負帰還アンプ構成は、ダ
ンピング量を調整する場合には好適であるが、ダ
ンピング量を無調整とする場合はかえつてばらつ
きが増し、好ましくない。
ンピング量を調整する場合には好適であるが、ダ
ンピング量を無調整とする場合はかえつてばらつ
きが増し、好ましくない。
本発明の目的は従来の問題点をなくし、すなわ
ち負帰還アンプのＳ／Ｎ比の劣化を防止すると共
にIC内部の抵抗ばらつきによる周波数特性のば
らつきを軽減し、ダンピング量の調整を必要とし
ないプリアンプICを提供することにある。
ち負帰還アンプのＳ／Ｎ比の劣化を防止すると共
にIC内部の抵抗ばらつきによる周波数特性のば
らつきを軽減し、ダンピング量の調整を必要とし
ないプリアンプICを提供することにある。
本発明は、初段のアンプの出力信号を直接エミ
ツタフオロワに供給し、エミツタフオロワの出力
信号を初段のアンプの入力へ帰還することによ
り、雑音源となる抵抗を使用することなしに、十
分なダンピングの得られる負帰還型のプリアンプ
ICを提供し、さらに共振周波数を従来のそれよ
り高いところに設定することで、フイードバツク
抵抗の抵抗値ばらつき及び温度特性による再生
FM信号帯域内の周波数特性ばらつきを吸収する
ようなプリアンプICを提供する。
ツタフオロワに供給し、エミツタフオロワの出力
信号を初段のアンプの入力へ帰還することによ
り、雑音源となる抵抗を使用することなしに、十
分なダンピングの得られる負帰還型のプリアンプ
ICを提供し、さらに共振周波数を従来のそれよ
り高いところに設定することで、フイードバツク
抵抗の抵抗値ばらつき及び温度特性による再生
FM信号帯域内の周波数特性ばらつきを吸収する
ようなプリアンプICを提供する。
以下、本発明の一実施例を第５図、第６図を用
いて説明する。第５図は、負帰還アンプ構成を示
すブロツク図で、第６図はその具体的な回路図で
ある。１２はプリアンプIC、１３，１４はその
ピン端子、１５はゲインがＡの初段アンプ、１６
は差動アンプ、R17〜R25は抵抗、D6はダイオー
ド、Q6〜Q8はトランジスタ、C6，C7はパスコン
で、他は全て第４図と同様である。第６図の回路
は、トランジスタQ1，Q2からなる手段カスコー
ドアンプ出力がトランジスタQ3，Q8でドライブ
されIC内部に内蔵されたフイードバツク抵抗R25
を介して入力側に帰還されるもので、トランジス
タQ3でドライブされた再生信号は、一方を端子
１４に接続された外付けのバイパスコンデンサＣ
７で交流成分を十分に除去した後トランジスタ
Q6，Q7から成る差動アンプに入力されるもので
ある。ここで、端子１４は負帰還アンプのフイー
ドバツク量調整には無関係であり、トランジスタ
Q6，Q7からなる差動アンプのゲインも十分にと
ることができる。
いて説明する。第５図は、負帰還アンプ構成を示
すブロツク図で、第６図はその具体的な回路図で
ある。１２はプリアンプIC、１３，１４はその
ピン端子、１５はゲインがＡの初段アンプ、１６
は差動アンプ、R17〜R25は抵抗、D6はダイオー
ド、Q6〜Q8はトランジスタ、C6，C7はパスコン
で、他は全て第４図と同様である。第６図の回路
は、トランジスタQ1，Q2からなる手段カスコー
ドアンプ出力がトランジスタQ3，Q8でドライブ
されIC内部に内蔵されたフイードバツク抵抗R25
を介して入力側に帰還されるもので、トランジス
タQ3でドライブされた再生信号は、一方を端子
１４に接続された外付けのバイパスコンデンサＣ
７で交流成分を十分に除去した後トランジスタ
Q6，Q7から成る差動アンプに入力されるもので
ある。ここで、端子１４は負帰還アンプのフイー
ドバツク量調整には無関係であり、トランジスタ
Q6，Q7からなる差動アンプのゲインも十分にと
ることができる。
ここで、帰還ループ内の雑音低減について述べ
る。トランジスタQ1，Q2、抵抗R7から成るカス
コードアンプの出力をトランジスタQ3、ダイオ
ードD4，D6、抵抗R24から成るエミツタホロワで
受け、エミツタホロワの出力をダイオードD6を
介し、さらに抵抗R21を介しトランジスタQ8のベ
ースに入力される。トランジスタQ8、抵抗R23，
R22はエミツタホロワを構成している。トランジ
スタQ8のベースに接続される抵抗R21はエミツタ
ホロワを２段接続すると発振し易くなるため、そ
れを防止するための抵抗で数十Ωから100Ω程度
の比較的小さな値で良い。
る。トランジスタQ1，Q2、抵抗R7から成るカス
コードアンプの出力をトランジスタQ3、ダイオ
ードD4，D6、抵抗R24から成るエミツタホロワで
受け、エミツタホロワの出力をダイオードD6を
介し、さらに抵抗R21を介しトランジスタQ8のベ
ースに入力される。トランジスタQ8、抵抗R23，
R22はエミツタホロワを構成している。トランジ
スタQ8のベースに接続される抵抗R21はエミツタ
ホロワを２段接続すると発振し易くなるため、そ
れを防止するための抵抗で数十Ωから100Ω程度
の比較的小さな値で良い。
トランジスタQ8の出力は、フイードバツク抵
抗２５を介し入力段即ちトランジスタQ2のベー
スへ帰還される。
抗２５を介し入力段即ちトランジスタQ2のベー
スへ帰還される。
ここで入力換算したアンプの雑音電圧En″は、
式(3)′同様次式で表わせる。
式(3)′同様次式で表わせる。
En″＝Zs＋R25／R25En ……(3)″
ここで抵抗R25は負帰還ループで信号を減衰して
いないため、第４図に示すフイードバツク抵抗
R14より大きく設定でき、入力換算雑音En″は第
４図に示す従来例のそれ（即ちEn′）より小さく
できる。
いないため、第４図に示すフイードバツク抵抗
R14より大きく設定でき、入力換算雑音En″は第
４図に示す従来例のそれ（即ちEn′）より小さく
できる。
次に、第４図に示す抵抗R10，R11等の電圧雑
音の原因となる抵抗による雑音を考える。R11≪
R10であり抵抗R11を無視すればフイードバツク
抵抗R14の雑音電流In′はＫをボルツマン係数、Ｔ
を温度とすると で表わせる。同様に第６図に示す本実施例では
R21≪R25であり、抵抗R21を無視すれば、フイー
ドバツク抵抗R25の雑音電流In″は となり、In″＜In′の関係となる。即ち負帰還ルー
プ内にフイードバツク量を調整するための抵抗を
挿入しない構成の方が雑音を低減できる。
音の原因となる抵抗による雑音を考える。R11≪
R10であり抵抗R11を無視すればフイードバツク
抵抗R14の雑音電流In′はＫをボルツマン係数、Ｔ
を温度とすると で表わせる。同様に第６図に示す本実施例では
R21≪R25であり、抵抗R21を無視すれば、フイー
ドバツク抵抗R25の雑音電流In″は となり、In″＜In′の関係となる。即ち負帰還ルー
プ内にフイードバツク量を調整するための抵抗を
挿入しない構成の方が雑音を低減できる。
第５図の如く構成された負帰還アンプの等価的
なダンピング抵抗RDは、(4)式で表わされる。
なダンピング抵抗RDは、(4)式で表わされる。
RD＝R18／１＋Ａ (4)
(4)式は、ダンピング抵抗がアンプゲインＡとフイ
ードバツク抵抗R18で決定されることを示す。一
般に、現在の半導体技術では初段アンプゲインＡ
のばらつきを５％以内に抑えることは十分可能で
あり、ダンピング抵抗RDのばらつきはIC内部に
内蔵されたフイードバツク抵抗R18に依存する。
第３図に示した従来の負帰還アンプ１０において
は、ダンピング抵抗RDのばらつきが抵抗R5，R4
双方のばらつきに依存していたのに対し、本発明
ではばらつき要因が抵抗R18のみとなり、周波数
特性ばらつきを緩和することができる。また、フ
イードバツクダンピングに要するICのピン数も
従来同様１ピン（端子１３）で済ませることがで
きる。フイードバツク量を後段の差動アンプのゲ
インとは独立に設定できる。
ードバツク抵抗R18で決定されることを示す。一
般に、現在の半導体技術では初段アンプゲインＡ
のばらつきを５％以内に抑えることは十分可能で
あり、ダンピング抵抗RDのばらつきはIC内部に
内蔵されたフイードバツク抵抗R18に依存する。
第３図に示した従来の負帰還アンプ１０において
は、ダンピング抵抗RDのばらつきが抵抗R5，R4
双方のばらつきに依存していたのに対し、本発明
ではばらつき要因が抵抗R18のみとなり、周波数
特性ばらつきを緩和することができる。また、フ
イードバツクダンピングに要するICのピン数も
従来同様１ピン（端子１３）で済ませることがで
きる。フイードバツク量を後段の差動アンプのゲ
インとは独立に設定できる。
フイードバツク抵抗R25を介してトランジスタ
Q2のベースに帰環される交流成分の帰還量は、
トランジスタQ3，Q8によるエミツタフオロワの
損失を無視すれば、初段アンプ出力（Q1のコレ
クタ出力）そのものであり、従来同様の周波数特
性を得るには、フイードバツク抵抗R25の抵抗値
を十分大きく数10KΩ程度する必要がある。この
ような値を持つ抵抗R25はイオン打ち込み法によ
り、IC内部に絶対値精度のかなり良好な抵抗と
して形成できる。
Q2のベースに帰環される交流成分の帰還量は、
トランジスタQ3，Q8によるエミツタフオロワの
損失を無視すれば、初段アンプ出力（Q1のコレ
クタ出力）そのものであり、従来同様の周波数特
性を得るには、フイードバツク抵抗R25の抵抗値
を十分大きく数10KΩ程度する必要がある。この
ような値を持つ抵抗R25はイオン打ち込み法によ
り、IC内部に絶対値精度のかなり良好な抵抗と
して形成できる。
以上のように負帰還アンプを構成することで、
従来以上の性能を確保できる。さらに輝度FM信
号帯域内の周波数特性ばらつきを軽減する方法に
ついて、以下本発明の第二の実施例を第７図、第
８図を用いて説明する。
従来以上の性能を確保できる。さらに輝度FM信
号帯域内の周波数特性ばらつきを軽減する方法に
ついて、以下本発明の第二の実施例を第７図、第
８図を用いて説明する。
第７図は、プリアンプの周波数特性を示す。１
７は従来プリアンプの共振特性でその共振周波数
f1は輝度FM信号帯域の上限であるところの5MHz
付近に設定し、それにダンピングをかけ１９の如
く5MHz付近までフラツトな特性を確保している
が、ダンピング抵抗RDのばらつきにより周波数
特性１９が上下しフラツトな帯域の確保が若干問
題となる。本発明は、曲線１８のように共振周波
数f2を較べ高い周波数（第７図では約7MHz付近）
に設定し、曲線２０，２１の如く輝度FM信号帯
域内でほぼフラツトな周波数特性となるように設
計する。
７は従来プリアンプの共振特性でその共振周波数
f1は輝度FM信号帯域の上限であるところの5MHz
付近に設定し、それにダンピングをかけ１９の如
く5MHz付近までフラツトな特性を確保している
が、ダンピング抵抗RDのばらつきにより周波数
特性１９が上下しフラツトな帯域の確保が若干問
題となる。本発明は、曲線１８のように共振周波
数f2を較べ高い周波数（第７図では約7MHz付近）
に設定し、曲線２０，２１の如く輝度FM信号帯
域内でほぼフラツトな周波数特性となるように設
計する。
第８図は、周波数特性２０を実現する際のビデ
オヘツドからプリアンプICまでの再生系のブロ
ツク構成図である。第１図と異なる点は、ピーキ
ング調整用のコンデンサC2がないことと、プリ
アンプIC３がIC２５に変つたことである。C8は
アンプ入力容量、R26はフイードバツク抵抗、２
４は再生アンプである。従来、L1≒8μHに対し、
C1≒30PF、C2≒30PF、C3≒70PFで合計130PF
程度の容量により共振周波数を約5MHzに設定し
ていた。プリアンプIC３の入力容量C3は約70PF
と非常に大きかつたため、ピーキンキ調整用の容
量30PFをはずしても、共振周波数は5.6MHz程度
までしか上げることができない。ところが、最近
の半導体技術では、微細化プロセスの発展が目覚
しくプリアンプ入力容量も30PF前後まで小さく
することが可能となつている。そこで、こうした
プロセスを用いた低入力容量プリアンプIC２５
（第８図）を用い、さらにピーキング調整用コン
デンサC2を取り除くことにより、全容量を約
60PF（C1≒30PF、C8≒30PF）まで減らすことが
でき、L1≒8μHとによる共振周波数は、7.3MHz
とかなり高い周波数に設定できる。したがつて、
第７図の周波数特性１８が得られ、フイードバツ
ク抵抗R26によりダンピングをかけることで、周
波数特性２０を得ることができるわけである。ま
た、抵抗R26の抵抗値ばらつきにより１７の如く
高域で持ち上がつて周波数特性となつた場合でも
5MHz付近での特性ばらつきにはあまり影響せず、
基本性能の確保ができる。
オヘツドからプリアンプICまでの再生系のブロ
ツク構成図である。第１図と異なる点は、ピーキ
ング調整用のコンデンサC2がないことと、プリ
アンプIC３がIC２５に変つたことである。C8は
アンプ入力容量、R26はフイードバツク抵抗、２
４は再生アンプである。従来、L1≒8μHに対し、
C1≒30PF、C2≒30PF、C3≒70PFで合計130PF
程度の容量により共振周波数を約5MHzに設定し
ていた。プリアンプIC３の入力容量C3は約70PF
と非常に大きかつたため、ピーキンキ調整用の容
量30PFをはずしても、共振周波数は5.6MHz程度
までしか上げることができない。ところが、最近
の半導体技術では、微細化プロセスの発展が目覚
しくプリアンプ入力容量も30PF前後まで小さく
することが可能となつている。そこで、こうした
プロセスを用いた低入力容量プリアンプIC２５
（第８図）を用い、さらにピーキング調整用コン
デンサC2を取り除くことにより、全容量を約
60PF（C1≒30PF、C8≒30PF）まで減らすことが
でき、L1≒8μHとによる共振周波数は、7.3MHz
とかなり高い周波数に設定できる。したがつて、
第７図の周波数特性１８が得られ、フイードバツ
ク抵抗R26によりダンピングをかけることで、周
波数特性２０を得ることができるわけである。ま
た、抵抗R26の抵抗値ばらつきにより１７の如く
高域で持ち上がつて周波数特性となつた場合でも
5MHz付近での特性ばらつきにはあまり影響せず、
基本性能の確保ができる。
次に、本発明の他の実施例を第９図、第１０図
を用いて説明する。第９図にそのブロツク構成図
を、第１０図に具体回路を示す。３０はプリアン
プIC、３１〜３３はピン端子、１５は初段カス
コードアンプ、１６は差動アンプである。第９図
において考えると、端子３１から入力信号がゲイ
ンＡのアンプ１５で増幅された後、端子３２と３
１の間に接続された外部抵抗R18′を介してアンプ
１５の入力側へ帰還される。同時に、DCバイア
スも端子３２から端子３１へ帰還される。端子３
３にバスコンC6を接続することで差動アンプの
基準DCを与えている。
を用いて説明する。第９図にそのブロツク構成図
を、第１０図に具体回路を示す。３０はプリアン
プIC、３１〜３３はピン端子、１５は初段カス
コードアンプ、１６は差動アンプである。第９図
において考えると、端子３１から入力信号がゲイ
ンＡのアンプ１５で増幅された後、端子３２と３
１の間に接続された外部抵抗R18′を介してアンプ
１５の入力側へ帰還される。同時に、DCバイア
スも端子３２から端子３１へ帰還される。端子３
３にバスコンC6を接続することで差動アンプの
基準DCを与えている。
第１０図に示す具体回路を簡単に説明する。ト
ランジスタQ2のベースに入力された再生FM信号
は、トランジスタQ1，Q2から成るカスコードア
ンプで増幅され、トランジスタQ3、ダイオード
D6、トランジスタQ8でレベルシフトされた後、
端子３２，３１に接続された外付けのフイードバ
ツク抵抗R18′を介してトランジスタQ2のベースに
交流信号、DCバイアスの双方を帰還する。バス
コンC7で交流成分を除去し、差動アンプの一方
の入力端（Q7のベース）に基準電位を与えてい
る。すなわち端子３３は、フイードバツク量調整
には無関係であり、Q6，Q7から成る差動アンプ
のゲインを十分得られる。
ランジスタQ2のベースに入力された再生FM信号
は、トランジスタQ1，Q2から成るカスコードア
ンプで増幅され、トランジスタQ3、ダイオード
D6、トランジスタQ8でレベルシフトされた後、
端子３２，３１に接続された外付けのフイードバ
ツク抵抗R18′を介してトランジスタQ2のベースに
交流信号、DCバイアスの双方を帰還する。バス
コンC7で交流成分を除去し、差動アンプの一方
の入力端（Q7のベース）に基準電位を与えてい
る。すなわち端子３３は、フイードバツク量調整
には無関係であり、Q6，Q7から成る差動アンプ
のゲインを十分得られる。
次に、ダンピング抵抗RDのばらつきについて
述べる。第９図において入力端３１からアンプ側
を見たダンピング抵抗RDは(5)式で表わすことが
できる。
述べる。第９図において入力端３１からアンプ側
を見たダンピング抵抗RDは(5)式で表わすことが
できる。
RD＝R17／１＋Ａ (5)
第３図におけるダンピング抵抗は、前述したよう
に次式の如く表わせる。
に次式の如く表わせる。
RD＝R3／１＋ＡR5／R4＋R5
従来は、IC内部の抵抗R3，R4双方の抵抗値ばら
つきによりRDのばらつき範囲が大きかつたのに
対し、第９図に示すように外付けのフイードバツ
ク抵抗R18′のみにより帰還をかければ、(5)式に示
すようにダンピング抵抗RDは、外付けのフイー
ドバツク抵抗R18′のみのばらつきによつてRDが
ばらつくことになる。外付けのフイードバツク抵
抗R18′として絶対値精度±５％のカーボン抵抗を
用いれば、それ単体のばらつきは５％である。ア
ンプゲインＡのばらつきを無視すれば、ダンピン
グ抵抗RDの抵抗値ばらつきは５％となる。従来
の負帰還アンプ構成では、どんなに小さく見積つ
ても30％以内にばらつき範囲を抑えられないこと
を考慮すれば、本発明の負帰還アンプ構成におい
ては、周波数特性ばらつきを十分に抑える効果が
あり、プリアンプICの周波数特性補正の無調整
化に適した負帰還アンプ構成であると言える。さ
らに、次段の差動アンプのゲインはフイードバツ
ク量と無関係に設定できる構成である。
つきによりRDのばらつき範囲が大きかつたのに
対し、第９図に示すように外付けのフイードバツ
ク抵抗R18′のみにより帰還をかければ、(5)式に示
すようにダンピング抵抗RDは、外付けのフイー
ドバツク抵抗R18′のみのばらつきによつてRDが
ばらつくことになる。外付けのフイードバツク抵
抗R18′として絶対値精度±５％のカーボン抵抗を
用いれば、それ単体のばらつきは５％である。ア
ンプゲインＡのばらつきを無視すれば、ダンピン
グ抵抗RDの抵抗値ばらつきは５％となる。従来
の負帰還アンプ構成では、どんなに小さく見積つ
ても30％以内にばらつき範囲を抑えられないこと
を考慮すれば、本発明の負帰還アンプ構成におい
ては、周波数特性ばらつきを十分に抑える効果が
あり、プリアンプICの周波数特性補正の無調整
化に適した負帰還アンプ構成であると言える。さ
らに、次段の差動アンプのゲインはフイードバツ
ク量と無関係に設定できる構成である。
その反面、ICのピン端子が１ピン増加する欠
点があるが、周波数特性補正の無調整化に際し、
周波数特性ばらつきを大幅に抑えられる効果は、
１ピン増加による欠点を十分補うものである。
点があるが、周波数特性補正の無調整化に際し、
周波数特性ばらつきを大幅に抑えられる効果は、
１ピン増加による欠点を十分補うものである。
本発明によれば、直流レベルシフト回路におい
て交流信号をほとんど減衰させることなく、信号
を負帰還できるので、雑音の発生を小さく抑え、
プリアンプのＳ／Ｎを向上することができる。
て交流信号をほとんど減衰させることなく、信号
を負帰還できるので、雑音の発生を小さく抑え、
プリアンプのＳ／Ｎを向上することができる。
又、本発明はIC外部に設けたフイードバツク
抵抗のみにより、交流信号及びDCバイアスを同
時に帰還し、周波数特性補正無調整のプリアンプ
ICの負帰還アンプを構成できる。
抵抗のみにより、交流信号及びDCバイアスを同
時に帰還し、周波数特性補正無調整のプリアンプ
ICの負帰還アンプを構成できる。
さらに、カスコードアンプ後段の差動アンプの
ゲインを十分に得られるなどの効果もある。
ゲインを十分に得られるなどの効果もある。
第１図は、ヘツドからプリアンプICまでの再
生回路図、第２図はその周波数特性、第３図は負
帰還アンプのブロツク図、第４図はその具体回路
図、第５図は本発明の第一の実施例を示す負帰還
アンプのブロツク図、第６図はその具体回路図、
第７図は本発明の第二の実施例を示す周波数特
性、第８図はその回路構成図、第９図、第１０図
は本発明の他の実施例のブロツク図、具体回路図
である。 L1：インダクタンス、Q1〜Q8：トランジスタ、
R14：抵抗。
生回路図、第２図はその周波数特性、第３図は負
帰還アンプのブロツク図、第４図はその具体回路
図、第５図は本発明の第一の実施例を示す負帰還
アンプのブロツク図、第６図はその具体回路図、
第７図は本発明の第二の実施例を示す周波数特
性、第８図はその回路構成図、第９図、第１０図
は本発明の他の実施例のブロツク図、具体回路図
である。 L1：インダクタンス、Q1〜Q8：トランジスタ、
R14：抵抗。
Claims (1)
- １ 磁気ヘツドで再生される信号を、該磁気ヘツ
ドのインダクタンスと共振容量との共振特性によ
り取り出す信号取りだし手段と、該信号取りだし
手段により取り出された信号を増幅する増幅回路
と、該増幅回路により増幅された信号を該増幅回
路の入力に負帰還し、該磁気ヘツドのインダクタ
ンスと共振容量との共振特性をダンピングするダ
ンピング手段とからなり、該増幅回路は、エミツ
タが接続され、かつ上記磁気ヘツドで再生された
信号がベースに入力される第１のトランジスタ、
及び、第１のトランジスタのコレクタにエミツタ
が接続され、かつベースにバイアス電圧が印加さ
れる第２のトランジスタからなるカスコード増幅
回路と、第２のトランジスタのコレクタに発生す
る出力信号を電力増幅する第３のトランジスタか
らなるエミツタフオロワ回路と、第３のトランジ
スタのエミツタに発生する出力信号に含まれる交
流信号をほとんど減衰させること無しに直流レベ
ルシフトする直流レベルシフト回路と、第３のト
ランジスタのエミツタに発生する出力信号に含ま
れる交流信号を増幅する差動増幅回路により構成
され、該ダンピング手段は、直流レベルシフト回
路によりレベルシフトされた信号を直流信号を含
めて第１のトランジスタのベースに帰還するフイ
ードバツク抵抗により構成されていることを特徴
とするプリアンプ集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57215405A JPS59105786A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | プリアンプ集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57215405A JPS59105786A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | プリアンプ集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59105786A JPS59105786A (ja) | 1984-06-19 |
| JPH0156592B2 true JPH0156592B2 (ja) | 1989-11-30 |
Family
ID=16671775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57215405A Granted JPS59105786A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | プリアンプ集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59105786A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63129204U (ja) * | 1987-02-12 | 1988-08-24 | ||
| JP3344925B2 (ja) | 1997-05-26 | 2002-11-18 | 富士通株式会社 | 再生装置、及び、記憶装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3513267A (en) * | 1966-05-16 | 1970-05-19 | Ampex | Low input impedance playback preamplifier for swamping out head resonance in a video tape reproducing system |
| JPS5652986A (en) * | 1979-10-08 | 1981-05-12 | Hitachi Ltd | Video signal regenerative circuit |
| JPS57109110A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Hitachi Ltd | Magnetic recording and reproducing device |
-
1982
- 1982-12-10 JP JP57215405A patent/JPS59105786A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59105786A (ja) | 1984-06-19 |
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