JPH021405B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本願は、高周波磁気コアを用いてインダクタン
スを可変する可変インダクタンス素子と、可変容
量ダイオードとから成ると共に、前記可変容量ダ
イオードに、それとの合成容量を設定する可変コ
ンデンサを接続し、かつ、前記可変インダクタン
ス素子と連動して可変する可変抵抗器を有した第
１可変電圧回路と、可変抵抗器を有した第２可変
電圧回路と、前記各可変電圧回路の可変抵抗器を
橋絡接続する第３可変抵抗器とを備え、この第３
可変抵抗器の可変端子を前記可変容量ダイオード
の電圧印加点に接続した同調回路を少なくとも２
個備え、かつ、前記各同調回路における第１可変
電圧回路を、一つの第１可変電圧回路により共用
せしめて、同調器における同調回路相互間のトラ
ツキング調整を容易にすると共に、受信機の性能
の向上はかることを目的としたものである。

一般にカーラジオ等において可変インダクタン
ス素子から成るＬ可変の同調器が広く利用されて
いる。その理由は強入力特性が極めて良好である
と共に外部振動や温度及び湿度の大巾な変化或い
は塵埃などの影響によつて受信特性が変化したり
動作が不安定となることが無く、製品の均一化が
容易に得られる点でＣ可変の同調器に比べ有利で
あることによる。ところが可変インダクタンス同
調器において問題となる点は同調回路相互間のト
ラツキングを正確に調整することが極めて困難で
ある点及び周波数の高い方で利得が低下しその逆
に周波数の低い方で利得が異常に高くなるため受
信機の動作が不安定になると共に同調回路を増加
して受信機の性能の向上を図ることも望み得なか
つた。

即ち可変インダクタンス同調器は周知のように
アンテナ回路、RF回路及びOSC回路の各同調回
路に夫々可変インダクタンス素子を備えており、
この各可変インダクタンス素子を同一の摺動部材
により、手動操作して各同調回路のＬを可変する
ことにより選局を達成する方式のものであるが、
製作上の誤差などによつて各々の可変インダクタ
ンス素子のもつ周波数特性曲線に相違を有し、従
来はこの周波数特性曲線の相違を、コイル体に対
する高周波磁気コアの出没基点位置を調整するか
或いはμの異なる高周波磁気コアと交換すること
をによつて同調回路相互間のトラツキング調整を
行つていた。しかしながら、前者においては出没
基点位置を調整しても、それのもつ周波数特性曲
線が殆ど平行移動するだけであるから、周波数特
性曲線が平行移動して他の可変インダクタンス素
子のもつ周波数特性曲線のある一点に合わせたと
してもその前後の周波数に対して周波数曲線が合
致することはなく、従つてコイル体に対する高周
波磁気コアの出没基点位置を調整しても同調回路
相互間において周波数特性曲線が相互に近似する
にすぎず、而も、可変インダクタンス素子の可変
ストロークは同調器における摺動部材の機械的な
摺動ストロークによつて定まるので、可変インダ
クタンス素子のコイル体に対する高周波磁気コア
の出没基点位置を調整した場合に得られる同調周
波数の上限及び下限位置が共に変化し、従つてコ
イル体に対する磁気コアの出没基点位置の調整の
みによつて正確なトラツキング調整を行うことは
至難である。

また後者においては高周波磁気コアのμ特性を
数多くのランクに測定分類してそれを交換する作
業が極めて面倒で作業性を大きく欠いていた。さ
らに可変インダクタンス同調器においては、周波
数の高い方で利得が低下し同調周波数の全バンド
幅において安定した均一の利得が得られないとい
う欠陥があつた。

そこで本願は同調周波数を設定するＬとＣを連
動関係において可変すると共に、Ｃの可変倍率を
調整可能にして上記した欠陥を改善したもので、
第１図は可変インダクタンス素子１と、可変容量
ダイオード２とから成るタンク回路に半固定の可
変コンデンサ３を可変容量ダイオード２に対し並
列接続し、かつ前記可変容量インダクタンス素子
１と連動する可変電圧回路４と可変容量ダイオー
ド２との間に可変容量ダイオード２に対する上限
電圧を規制する可変抵抗回路５を接続して成るも
のである。

なお６は可変電圧回路４の最低電圧値を調整す
る可変抵抗回路である。

今同調周波数のバンド巾の下限をfminとし、
それの上限をfmaxとすると、共振周波数ｆが で表わされることから 但し、 Lminは可変インダクタンスの最小値 Lmaxは可変インダクタンスの最大値 Cminは可変容量ダイオードと可変コンデンサ
との最小合成容量 Cmaxは可変容量ダイオードと可変コンデンサ
との最大合成容量 で表され、Ｌ，Ｃの可変倍率と同調周波数との関
係は Lmax・Cmax／Lmin・Cmin＝（fmax／fmin）² … で表される。

今fminを510KHz、fmaxを1650KHzとすると、
このAMバンドの全てを例えばＬ可変のみによつ
てカバーするものとすると Lmax／Lmin＝（fmax／fmin）²＝（1650／510）² の式からＬの可変倍率は約10.47となる。

これに対し本願はＬの可変倍率Lmax／LminとＣの 可変倍率Cmax／Cminとの積によつて同調周波数のバ ンド巾を得ようとするものであり、今Ｌの可変倍
率を例えば７に設定するものとすると （Ｘ／510）²＝７ の式から、Ｘ即ちfmaxは1349KHzとなり、AM
バンド巾の1349KHz乃至1650KHzの範囲の同調周
波数の選択が不足するのでこのバンド巾の不足分
をＣの可変倍率で補足しようとすると （1650／510）²＝７×Ｘ の式から、Ｘ即ちＣの可変倍率を求めると、Ｘは
約1.5となる。

従つて同調回路の可変容量ダイオード２と可変
コンデンサ３との合成容量の可変倍率が1.5とな
るように設定することによりＬの可変倍率が７に
おいて所要のバンド巾をカバーすることができ、
この関係を図示すれば第１７図の如くなる。

即ちF₁はコイル体に対して高周波磁気コアを
出没させる可変インダクタンス素子において、磁
気コアの出没ストロークを例えば10mmとしたとき
に得られる同調周波数特性曲線を、F₂は磁気コ
アの出没ストロークを例えば８mmとして、それに
より不足するバンド巾をＣの可変倍率で補足した
ときに同調周波数特性曲線を示しており、この両
特性曲線から明らかなように、Ｃの可変倍率によ
つてＬの可変倍率のみによる特性曲線F₁の傾斜
を変化して磁気コアの短い出没ストロークで所要
のバンド巾を得ることが理解される。

また上記において、Ｌの可変倍率を例えば７と
し、Ｃの可変倍率を例えば1.5とした場合につい
て述べたが、一般に製作上の誤差によつてＬの可
変倍率が７の前後の値を示す場合、或いは使用す
る可変容量ダイオードの可変範囲にバラ付きが存
在し、このような場合においては、Ｌの可変倍率
とＣの可変倍率の積が10.47となるように可変コ
ンデンサ３を調整することによつて所望のバンド
巾を得ることができる。

ところで可変コンデンサ３を可変して可変容量
ダイオード２との合成容量を調整することによ
り、可変インダクタンス素子１及び可変容量ダイ
オード２のバラ付きを含めＣの可変倍率を可変し
てＬの可変倍率との積が10.47となるように設定
する条件は多く存在し、かつそれらの全ての条件
を前記及び式に代入した場合fmin＝510KHz
及びfmax＝1650KHzを満足するとは限らず、可
変コンデンサ３の可変調整によつて同調周波数特
性曲線の所要バンド巾が変化したり或いは該特性
曲線の動作基点位置が変化したりする。

従つてこのような場合、可変インダクタンス素
子がコイル体とこのコイル体を出没する高周波磁
気コアとから成り、コイル体に対する高周波磁気
コアの出没基点位置が調整可能となつている構成
のものであるときは、先ず可変コンデンサを可変
してＣの可変倍率を所定の値に設定した後高周波
磁気コアのコイル体に対する出没基点位置を調整
すると、すでに述べたようにそれのもつ同調周波
数の特性曲線が平行移動するので、例えば同調周
波数特性曲線の基点位置が500KHz或いは520KHz
であるときも特性曲線のモードを変えることな
く、それを510KHzに合わせることができる。

しかしながら例えば第１８図で示すように、一
対の導磁板１１によつて挾持され、その挾持方向
にコイル１２を巻設した飽和磁気回路をもつ高周
波磁気コア１３と、着磁側が一対の導磁板１４に
よつて挾持されたマグネツト５とを、一対の導磁
板１１と１４の側縁同志が互いに対向するように
近接して配列すると共に、これらを対向面に沿つ
て相対移動させて飽和磁気回路の通過磁束数を可
変するようになし、かつ相対移動して対向面が外
れた最終位置において、マグネツト１５または磁
気コア１３のいずれか一方を挾持した一対の導磁
板１４を磁気的に短絡する短絡片１６を備えて成
る例えば特公昭51−32380号公報に示される可変
インダクタンス素子或いは特公昭49−3274号、同
51−32381号公報において示されるように可変イ
ンダクタンス素子の如く誤差調整機構を有しない
構成のものにおいては、同調周波数特性曲線の基
点位置を補正できないので、同調回路相互間で合
致させてトラツキング調整を行うことが至難とな
る不都合を有する。

そこで本願は、上記のように誤差調整機構を有
しない可変インダクタンス素子を用いて可変を行
う場合にも有効に適用し得るＬとＣとの可変によ
る同調回路をもつ同調器を提案するもので、更に
詳しくは、可変容量ダイオードの容量対印加電圧
の特性曲線で二次曲線であることを利用して可変
電圧回路を介して可変容量ダイオードに印加する
一方の電圧値実施例ではその上限電圧を可変抵抗
回路を用いて規制することにより、同調周波数特
性曲線の所望のバンド巾とその基点位置とを容易
に調整できるようにしたものである。

即ち第１図において、今可変抵抗器５を無視
し、かつ可変インダクタンス素子１を例えば手動
操作により可変すると、これに伴つて可変電圧回
路４の可変抵抗器R₄も可変され、可変容量ダイ
オード２の容量が可変し、この場合可変容量ダイ
オード２とこれに並列の可変コンデンサ３との合
成容量の可変倍率とＬの可変倍率との積が10.47
となるように可変コンデンサ３を予め調整してい
るものとすると、前記可変インダクタンス素子の
可変操作によつて所要のバンド巾で選局を達成す
ることができる。

しかしながら上記において可変インダクタンス
素子１のインダクタンス特性及び可変容量ダイオ
ード２の容量特性に製作上回避することのできな
い誤差が存在し、この誤差を補正するために可変
コンデンサ３のみを調整した丈ではすべに述べた
ように同調周波数の可変倍率及びその最小乃至最
大同調周波数が多少とも変化する惧れがある。

そこでこのような惧れを解消するために、同調
周波数の基点位置の調整手段として可変抵抗回路
５を備えて成るものであり、即ち第１図において
可変抵抗回路５の可変抵抗器R₅を可変すると、
その可変抵抗値に相当する電圧降下分丈可変電圧
回路４から可変容量ダイオード２に印加される最
高電圧値が低い方向に規制され、可変容量ダイオ
ードの容量可変範囲を所要の範囲で利用すること
ができる。この関係を可変容量ダイオードの容量
対印加電圧の特性曲線を示す第１６図において説
明すると、今可変インダクタンス素子１と連動し
て可変電圧回路４の電圧がVaからVbに変化する
ものとすると、そのときの容量はCaからCbに変
化し、この状態において可変抵抗回路５を調整し
たとすると印加電圧はVbより低いVb′となり、
印加電圧の可変範囲はVaからVb′となりこれに
伴つてその容量の可変範囲もCaからCb′となり、
可変容量ダイオード２自体の容量可変範囲を変更
することができる。

従つてこの構成によれば、可変抵抗回路５と可
変コンデンサ３とによる相互調整作用によつてＬ
の可変倍率に対するＣの可変倍率及び同調周波数
曲線の基点位置を容易に調整し得ると共に、可変
容量範囲の大きな可変容量ダイオードの使用も可
能となる特徴を有する。第２図は第１図において
可変コンデンサ３に温度補償用の固定コンデンサ
７を並列に設けた場合の他の実施例を示してお
り、この構成におけるＣの合成容量は可変容量ダ
イオード２と可変コンデンサ３と固定コンデンサ
７との合成容量によつて定まり、かつその合成容
量の設定の大略を固定コンデンサ７によつて行う
ことにより可変コンデンサ３を微調整に用いるこ
とができる利点を有する。

第３図は可変容量ダイオード２に印加する下限
電圧を調整するように可変抵抗回路８を接続した
場合の実施例を示しており、この構成によるとき
は可変抵抗回路８の可変抵抗器R₈の調整によつ
て可変容量ダイオード２に印加する最低電圧値を
高く規制することができる。即ち可変電圧回路４
は可変抵抗器R₄の可動接点が第３図において最
右端に位置するときは可変抵抗回路８の両端に＋
Ｂ電源が印加されることになり、従つて可変容量
ダイオード２には＋Ｂ電源が印加される。そして
この状態から可変抵抗器R₄の可動接点が可変イ
ンダクタンス素子１と連動して左方向に移動する
につれて可変抵抗回路８の両端電圧差が大きくな
り可変容量ダイオード２に印加される電圧も漸小
し、前記可変抵抗器８の可動接点が最左端に位置
したとき可変抵抗回路８において調整された電圧
降下に相当した電位が可変容量ダイオード２に印
加され、その電位は零に達しないので、結局可変
容量ダイオード２に印加する下限電圧が可変抵抗
回路８によつて規制される。この関係を第１６図
において説明すると可変電圧回路４の最低電圧
VaがVa′となり、このときの可変容量ダイオー
ド２に印加される電圧の可変範囲はVa′からVb
となり、これに伴つてその容量可変範囲もCa′か
らCbとなり、可変容量ダイオード２自体の容量
可変範囲を変更することができて、第１図に示す
同調回路と同様の特徴が得られる。第４図は第３
図に示す同調回路に、第２図に示す同調回路と同
様に、可変コンデンサ３に温度補償用の固定のコ
ンデンサ７を並列接続した他の実施例を示してい
る。なお図中R₄′は可変電圧回路４の負極側に接
続した固定抵抗器である。

第５図は可変容量ダイオード２と可変電圧回路
４との間に、該可変電圧回路である可変抵抗器
R₄から成る第１可変電圧回路４と、これに並列
接続された可変抵抗器R₉から成る第２可変電圧
回路９と、前記各回路の可変抵抗器R₄とR₉を橋
絡接続する第３可変抵抗器R₁₀とを備え、この第
３可変抵抗器R₁₀の可変端子を前記可変容量ダイ
オード２の電圧印加点に接続せしめて成る同調回
路を示すもので、その目的とするところは、トラ
ツキング調整を更に容易に行えるようにすると共
に、容量可変範囲の大きな容量ダイオードの使用
を可能にして汎用性をもたせ、かつ同調回路のＱ
特性の向上をはかつたものである。

即ち第５図において、９は可変抵抗器R₉から
成り前記可変容量ダイオード２の動作基点電圧を
規制する第２可変電圧回路、R₁₀は前記可変容量
ダイオード２の動作範囲を調整する第３可変抵抗
器で、第１可変電圧回路４である可変抵抗器R₄
と前記第２可変電圧回路９の可変抵抗器R₉とが
＋Ｂ電源とアース間に並列接続されると共に、前
記可変抵抗器R₄とR₉の可動接点間に第３可変抵
抗器R₁₀が橋絡接続され、かつ該可変抵抗器R₁₀
の可動接点が可変容量ダイオード２の電圧印加点
に接続されている。

しかして今＋Ｂ電源が10Vであり、従つて可変
インダクタンス素子１と連動する可変抵抗器R₄
によつて可変電圧回路４が10V乃至0Vまで変化
するものとし、かつ可変抵抗器R₁₀の可動接点が
その中心位置に調整されているものとすると、こ
の状態でもし可変抵抗回路９の可変抵抗器R₉の
可動接点を最高電位点イに設定し、かつ可変抵抗
器R₄の可動接点も最高電位点イ′に位置するとき
は、イ点とイ′点は同電位で10Vであるから、可
変容量ダイオード２には10Vが印加され、次いで
可変抵抗器R₄の可動接点が最低電位点ロ′に至つ
たときは、イ点とロ′点との電位差が10Vである
からその1/2の5Vが可変容量ダイオード２に印加
されることになる（以下第１例という）。次に上
記の回路状態において可変抵抗器R₉の可動接点
をその中間位置ハに調整するときは、可変抵抗器
R₄の可動接点が最高電位点イ′に位置したとき、
前記点ハが5Vで点イ′が10Vであることにより、
可変容量ダイオード２にはその中間の電位7.5V
が、また可変抵抗器R₄が最低電位点ロ′に至つた
ときは、点ハが5Vで点ロ′が0Vであることによ
り、可変容量ダイオード２にはその中間の電位
2.5Vが夫々印加され（以下第２例という）、更に
上記した回路状態において可変抵抗器R₉の可動
接点をその最低電位点ロに調整するときは、可変
抵抗器R₄の可動接点が最高電位点イ′に位置した
とき、前記ロ点と前記イ′点の電位差が10Vであ
ることにより、可変容量ダイオード２にはその1/
２の電圧5Vが印加され、可変抵抗器R₄の可動接点
が最低電位点ロ′に位置したとき、前記ロ点と
ロ′は同電位で0Vであるから、可変容量ダイオー
ド２には0Vが印加される（以下第３例という）。

即ち上記第１乃至第３例から可変抵抗器R₁₀を
一定にして可変抵抗器R₉を調整したとき、可変
容量ダイオード２に印加される電圧が、第１例で
は10V〜5Vに、第２例では7.5V〜2.5Vに、第３
例では5V〜0Vのように、可変電位差は5Vで一定
であると共に、可変容量ダイオード２に対する動
作基点電圧が上限においては10V、7.5V、5Vに、
また下限においては5V、2.5V、0Vに夫々規制さ
れることが理解される。

次に可変抵抗回路９の可変抵抗器R₉の可動接
点が中間点ハの位置に調整すると共にこの状態で
第３可変抵抗器R₁₀の可動接点が上位点ホと中間
点ヘと下位点トとに夫々調整し、かつ可変電圧回
路４の可変抵抗器R₄を可変インダクタンス素子
１と連動して可変した場合について検討する。先
ず可変抵抗器R₁₀の可動接点が上位点ホに位置
し、この状態で可変抵抗器R₄の可動接点が最高
電位点イ′にあるときは、可変抵抗器R₁₀の可動
接点が可変抵抗器R₉の中間点ハに直接接続した
ことになるから、可変容量ダイオード２には5V
の電圧が印加され、この5Vの電圧は可変抵抗器
R₄の可変に不拘一定となる（以下第４例とい
う）。また可変抵抗器R₁₀の可動接点をその中間
点ヘに調整した状態で可変抵抗器R₄が可変した
ときは、前記第２例と同様に可変容量ダイオード
２に印加される電圧は7.5V〜2.5Vに変化し、更
に可変抵抗器R₁₀の可動接点をその下位点トに調
整し、この状態で可変抵抗器R₄の可動接点が可
変するときは丁度可変抵抗器R₁₀の可動接点が可
変抵抗器R₄の可動接点に直接接続したことにな
るから、可変容量ダイオード２に印加される電圧
は、可変電圧回路４の可変電圧範囲と等しく10V
〜0Vに変化する（以下第５例という）。即ち上記
した第４例、第２例及び第５例から明らかなよう
に第２可変電圧回路９を一定にして第３可変抵抗
器R₁₀を調整し、この状態で第１可変電圧回路４
を可変したとき、可変容量ダイオード２に印加さ
れる電圧は第４例ではその可変と無関係に5Vで
一定であり、第２例では7.5V〜2.5Vに変化し、
第５例では10V〜0Vに変化する。即ちこのこと
から第３可変抵抗器R₁₀を調整することにより可
変容量ダイオード２の動作範囲を調整できること
が理解される。

従つて可変容量ダイオードと可変電圧回路との
間に該ダイオードの動作基点電圧を規制する第２
可変電圧回路と、その動作範囲を調整する第３可
変抵抗器とを接続するときは、以下に述べたよう
な利点を有する。即ち可変容量ダイオードの容量
対印加電圧の特性曲線はすでに第１６図で示した
ように二次曲線で表され、従つて該特性曲線にお
いて電圧可変幅が一定であつても例えばVaと
Vb′との間の特性曲線乃至はVbとVa′の間の特性
曲線を利用したり或いはVaからVcの間の特性曲
線を利用して電圧可変幅を変更したりすることが
任意にできて、Ｌの可変倍率に対するＣの可変倍
率を設定して同調周波数の可変倍率を所望の
10.47に容易に設定し得ることは勿論のこと、可
変インダクタンス素子並びに可変容量ダイオード
の特性のバラ付きによつて生じる同調周波数の基
点位置の補正並びにトラツキング調整も容易に行
うことができる。更にまた可変容量ダイオードの
Ｑ特性対電圧の特性曲線は、容量対電圧の二次曲
線と逆の傾向を示しており、従つて可変容量ダイ
オードの印加電圧を第５図においてVa〜Va′か
らVb〜Vb′に、或いはVa〜Vb′のように変更す
ることによりＱ特性を必要に応じて選択すること
ができる。なお可変容量ダイオードの印加電圧を
変更することにより周波数可変の基点位置及び可
変倍率のズレは可変コンデンサを調整することで
可能となることは言うまでもない。

このことにより、可変容量ダイオードに印加す
るその動作基点を設定する電圧及びその可変動作
範囲の選択によつて受信バンド巾におけるＱ特性
の均一な而も特性の高い同調回路が得られる利点
を有する。

なお上記において、第１可変電圧回路４の可変
抵抗器R₄と第２可変電圧回路９の可変抵抗器R₉
とを＋Ｂ電源に並列接続した場合を示したが、第
１可変電圧回路４と第２可変電圧回路９とに印加
する電源電圧を別個に備えてもよく、また第７図
で示すように第２可変電圧回路９及び第３可変抵
抗器R₁₀を、可変抵抗器R₉と固定抵抗器R₉′及び
可変抵抗器R₁₀と可変抵抗器R₁₀′とにより構成す
るときは、可変抵抗器R₉及びR₁₀を微細調整です
むことになり、更にまた上記実施例における第１
可変電圧回路４として例えば実公昭52−23206号
公報記載のように、変成コイルと、該コイルに対
し出没する磁心とから成る変成器に、一定周波数
を印加し、前記コイルに対して磁心を可変インダ
クタンス素子の可変と連動して出没させ、それに
よつて得られた電圧を整流して可変容量ダイオー
ド用の第１可変電圧回路として用いてもよいこと
は勿論である。

第６図は第５図において可変コンデンサ３に温
度補償用の固定コンデンサ７を並列接続した場合
を示している。

第８図は第６図に示す同調回路を、同調器を構
成する各同調回路即ちANT回路イ、第１段RF回
路ロ、第２段RF回路ハ及びOSC回路ニに夫々適
用し、かつ第１可変電圧回路４を各同調回路イ乃
至ニに対し共通に構成した場合の同調器の回路図
を示している。

上記実施例はいづれも可変コンデンサ３を可変
容量コンデンサ２に対し並列に接続した場合につ
いて述べたが、第９図乃至第１４図は可変容量ダ
イオード２に対し可変コンデンサ３を直列に接続
した場合における前記第１図乃至第６図に夫々対
応する同調回路を示しており、同一符号は同一部
品を示している。また第１５図は第１４図に示す
同調回路を、同調器を構成する各同調回路即ち
ANT回路イ、第１段RF回路ロ、第２段RF回路
ハ及びOSC回路ニに夫々適用した場合の同調器
の回路図を示している。そして可変容量ダイオー
ド２に対し可変コンデンサ３を直列に接続した場
合においても、可変容量ダイオード２に対し可変
コンデンサ３に並列接続した場合と同様の作用効
果が得られる。。

以上のように本願によれば、可変コンデンサと
可変抵抗回路との相互調整によつて。Ｃの可変倍
率及び合成容量の最小及び最大の合成容量値を容
易に可変調整することができて、同調回路相互間
のトラツキング調整に極めて有効であり、而もコ
イル体に対する高周波磁気コアの動作基点位置の
補正手段を有しない可変インダクタンス素子を用
いた同調回路にも適用し得ると共に、容量特性が
異なり或いは可変容量範囲の大きな可変容量ダイ
オードの使用も可能で汎用性に富む利点を有す
る。

更に周知のようにＬ可変の同調器においては利
得Ｑが周波数の低い方（コイル体内に磁気コアが
没入した状態）では高く、周波数の高い方（コイ
ル体内から磁気コアが脱出した状態）で低くなる
特性を有しているのに対し、Ｃ可変の同調回路に
おいては、Ｌ可変の同調回路とは逆のＱ特性を有
しており、従つて本願によれば、Ｌ、Ｃ可変の同
調回路を備えているのであるからＱが同調周波数
の全バンド巾においてほぼ均一に得られ、安定し
たＱ特性が得られること、すでに述べたようにＬ
可変の同調回路によつて例えばAMバンドの全巾
を選択する場合に、Ｌの可変倍率が10.47である
必要があつたが、本願においては、Ｃ可変倍率と
の積によつて同調周波数が設定され、Ｌの可変倍
率は上記の場合に比し小さく得られるので、それ
丈可変インダクタンス素子の可変ストロークが短
縮し得て同調器の小型化に有効であり、また本願
によれば、トラツキング調整が極めて容易な同調
回路を複数備えているのでラジオ受信機の選択度
の向上、妨害電波の除去、感動の向上、安定した
動作、更に諸特性の引き上げなどにも極めて有効
であり特に、複数の同調回路における第１可変電
圧回路を共用せしめたので、それ丈部品点数が省
略できて設計製作にも至便であるなどの利点を有
する。

【図面の簡単な説明】

図面は本願の実施例を示すもので、第１図乃至
第７図は可変コンデンサを並列接続した場合の同
調回路図、第８図は第６図の同調回路を備えた同
調器の回路図、第９図乃至第１４図は可変コンデ
ンサを直列接続した場合の同調回路図、第１５図
は第１４図の同調回路を備えた同調器の回路図、
第１６図は可変容量ダイオードにおける容量対電
圧特性曲線を示す図、第１７図は同調周波数特性
曲線を示す図、第１８図は可変インダクタンス素
子を示す図である。 図中、１は可変インダクタンス素子、２は可変
容量ダイオード、３は可変コンデンサ、４は可変
電圧回路、５，８は可変抵抗回路、７は固定コン
デンサ、R₄，R₅，R₈，R₉，R₁₀は可変抵抗器、
R₉′乃至R₁₀′は固定抵抗器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波磁気コアを用いてインダクタンスを可
   変する可変インダクタンス素子と、可変容量ダイ
   オードとから成ると共に、前記可変容量ダイオー
   ドに、それとの合成容量を設定する可変コンデン
   サを接続し、かつ、前記可変インダクタンス素子
   と連動して可変する可変抵抗器を有した第１可変
   電圧回路と、可変抵抗器を有した第２可変電圧回
   路と、前記各可変電圧回路の可変抵抗器を橋絡接
   続する第３可変抵抗器とを備え、この第３可変抵
   抗器の可変端子を前記可変容量ダイオードの電圧
   印加点に接続した同調回路を少なくとも２個備
   え、かつ、前記各同調回路における第１可変電圧
   回路を、一つの第１可変電圧回路により共用せし
   めたことを特徴とする同調器。 ２ 可変コンデンサが、可変容量ダイオードに並
   列に接続して成る特許請求の範囲第１記載の同調
   器。 ３ 可変コンデンサが、可変容量ダイオードに直
   列に接続して成る特許請求の範囲第１項記載の同
   調器。 ４ 可変インダクタンス素子が、飽和磁気回路を
   もつ高周波磁気コアと、マグネツトとから構成さ
   れ、マグネツトと高周波磁気コアとの交叉磁束数
   を可変することによりインダクタンスを可変する
   構成とした特許請求の範囲第１項、第２項または
   第３項記載の同調器。