JPH021404B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本願は高周波磁気コアを用いてインダクタンス
を可変する可変インダクタンス素子と、可変容量
ダイオードとから成り、かつ、前記可変インダク
タンス素子と連動して可変する可変抵抗器を有し
た第１可変電圧回路と、可変抵抗器を有した第２
可変電圧回路と、前記各可変電圧回路の可変抵抗
器を橋絡接続する第３可変抵抗器とを備え、この
第３可変抵抗器の可変端子を前記可変容量ダイオ
ードの電圧印加点に接続した同調回路を少なくと
も２個備えかつ、前記各同調回路における第１可
変電圧回路を、一つの第１可変電圧回路により共
用せしめて同調周波数特性の補正を可能にすると
共に、同調回路相互間のトラツキング調整を容易
にし、しかも受信機の感度特性の向上をはかつた
ものである。

一般にカーラジオ等において可変インダクタン
ス素子から成るＬ可変の同調器が広く利用されて
いる。その理由は強入力特性が極めて良好である
と共に外部振動や温度及び湿度の大巾な変化或い
は塵埃などの影響によつて受信特性が変化したり
動作が不安定となることが無く、製品の均一化が
容易に得られる点でＣ可変の同調器に比べ有利で
あることによる。ところが可変インダクタンス同
調器において問題とある点は同調回路相互間のト
ラツキングを正確に調整することが極めて困難で
ある点及び周波数の高い方で利得が低下しその逆
に周波数の低い方で利得が異常に高くなるため受
信機の動作が不安定になると共に同調回路を増加
して受信機の性能の向上を図ることも望み得なか
つた。

即ち可変インダクタンス同調器は周知のように
アンテナ回路、RF回路及びOSC回路の各同調回
路に夫々可変インダクタンス素子を備えており、
この各可変インダクタンス素子を同一の摺動部材
により、手動操作して各同調回路のＬを可変する
ことにより選局を達成する方式のものであるが、
製作上の誤差などによつて各々の可変インダクタ
ンス素子のもつ周波数特性曲線に相違を有し、従
来はこの周波数特性曲線の相違を、コイル対に対
する周波数磁気コアの出没基点位置を調整するか
或いはμの異なる高周波磁気コアと交換すること
によつて同調回路相互間のトラツキング調整を行
つていた。

しかしながら、前者においては出没基点位置を
調整しても、それのもつ周波数特性曲線が殆ど平
行移動するだけであるから、周波数特性曲線が平
行移動して他の可変インダクタンス素子のもつ周
波数特性曲線のある一点に合わせたとしてもその
前者の周波数に対して周波数曲線が合致すること
はなく、従つてコイル体に対する高周波磁気コア
の出没基点位置を調整しても同調回路相互間にお
いて周波数特性曲線が相互に近似するにすぎず、
而も、可変インダクタンス素子の可変ストローク
は同調器における摺動部材の機械的な摺動ストロ
ークによつて定まるので、可変インダクタンス素
子のコイル体に対する高周波磁気コアの出没基点
位置を調整した場合に得られる同調周波数の上限
及び下限位置が共に変化し、従つてコイル体に対
する磁気コアの出没基点位置の調整のみによつて
正確なトラツキング調整を行うことは至難であ
る。

また後者においては高周波磁気コアのμ特性を
数多くのランクに測定分類してそれを交換する作
業が極めて面倒で作業性を大きく欠いていた。更
に可変インダクタンス同調器においては、周波数
の高い方で利得が低下し同調周波数の全バンド巾
において安定した均一の利得が得られないという
欠陥があつた。

そこで本願は同調周波数を設定するＬとＣを連
動関係において可変すると共に、Ｃの可変倍率を
調整可能にして上記した欠陥を改善したもので、
第１図は可変インダクタンス素子１と、可変容量
ダイオード２とから同調回路を構成すると共に、
前記可変インダクタンス素子と連動して可変する
可変抵抗器R₃から成る第１可変電圧回路３と、
可変抵抗器R₄から成る第２可変電圧回路４と、
この両回路３と４各可変抵抗器R₃とR₄とを橋絡
接続した第３抵抗器R₃とを備え、この第３可変
抵抗器R₅の可変端子を前記可変容量ダイオード
の電圧印加点に接続せしめて成るものである。６
は温度補償用の固定コンデンサである。今同調周
波数のバンド巾の下限をfminとし、その上限を
fmaxとすると、共振周波数ｆが で表されることから 但し、 Lminは可変インダクタンスの最小値 Lmaxは可変インダクタンスの最大値 Cminは可変容量ダイオードの最小容量値 Cmaxは可変容量ダイオードの最大容量値 で表され、Ｌ，Ｃの可変倍率と同調周波数との関
係は Lmax・Cmax／Lmin・Cmin＝（fmax／fmin）² … で表される。

今fminを510KHz、fmaxを1650KHzとすると、
このAMバンドの全てを例えばＬ可変のみによつ
てカバーするものとすると Lmax／Lmin＝（fmax／fmin）²＝（1650／510）² の式からＬの可変倍率は10.47となる。

これに対し本願はＬの可変倍率Lmax／LminとＣの 可変倍率Cmax／Cminとの積によつて同調周波数のバ ンド巾を得ようとするものであり、今Ｌの可変倍
率を例えば７に設定するものとすると （Ｘ／510）²＝７ の式から、Ｘ即ちfmaxは1349KHzとなり、AM
バンド巾の1349KHz乃至1650KHzの範囲の同調周
波数の選択が不足するのでこのバンド巾の不足分
をＣの可変倍率で補足しようとすると、 （1650／510）²＝７×Ｘ の式から、Ｘ即ちＣの可変倍率を求めると、Ｘは
約1.5となる。

従つて同調回路の可変容量ダイオード２の可変
倍率が1.5となるように設定することによりＬの
可変倍率が７において所要のバンド巾をカバーす
ることができ、この関係を図示すれば第４図の如
くなる。即ちF₁はコイル体に対して高周波磁気
コアの出没させる可変インダクタンス素子におい
て、磁気コアの出没ストロークを例えば10mmとし
たときに得られる同調周波数特性曲線を、F₂は
磁気コアの出没ストロークを例えば８mmとし、こ
れにより不足するバンド巾をＣの可変倍率で補足
したときの同調周波数特性曲線を示しており、こ
の両特性曲線から明らかなように、Ｃの可変倍率
によつてＬの可変倍率のみによる特性曲線F₁の
傾斜を変化して磁気コアの短い出没ストロークで
所要のバンド巾を得ることが理解される。

ところが、一般に製作上の誤差によつてＬの可
変倍率が７の前後の値を示す場合、或いは使用す
る可変容量ダイオードの可変範囲にバラ付きが存
在し、このような場合の補正として、もし可変イ
ンダクタンス素子がコイル体とこのコイル体を出
没する高周波磁気コアとから成り、コイル体に対
する高周波磁気コアの出没基点位置が調整可能と
なつている構成のものであるときは、高周波磁気
コアのコイル体に対する出没基点位置を調整する
と、すでに述べたようにそれのもつ同調周波数の
特性曲線が平行移動するので、例えば同調周波数
特性曲線の基点位置が500KHz或いは520KHzであ
るときでも特性曲線のモードを換えることなく、
それを510KHzに合わせることができる。

しかしながら例えば第６図で示すように、一対
の導磁板１１によつて挾持され、その挾持方向に
コイル１２を巻設した飽和磁気回路をもつ高周波
磁気コア１３と、着磁側が一対の導磁板１４によ
つて挾持されたマグネツト１５とを、一対の導磁
板１１と１４の側縁同志が互いに対向するように
近接して配列すると共に、これらを対向面に沿つ
て相対移動させて飽和磁気回路の通過磁束数を可
変するようになし、かつ相対移動して対向面が外
れた最終位置において、マグネツト１５又は磁気
コア１３のいづれか一方を挾持した一対の導磁板
１４を磁気的に短絡する短絡片１６を備えて成る
例えば特公昭51−32380号公報に示される可変イ
ンダクタンス素子或いは特公昭49−3274号、同51
−32381号公報において示されるように可変イン
ダクタンス素子の如く誤差調整機構を有しない構
成のものにおいては、同調周波数特性曲線の基点
位置を補正できないので、同調回路相互間で合致
させてトラツキング調整を行うことが至難となる
不都合を有する。

そこで本願は、上記のように誤差調整機構を有
しない可変インダクタンス素子を用いて可変を行
う場合にも有効に適用し得るＬとＣとの可変によ
る同調回路をもつ同調器を提案するもので、更に
詳しくは、第１可変電圧回路３を介して可変容量
ダイオード２に印加する電圧値及びその電圧可変
範囲を第２可変電圧回路及び第３可変抵抗器によ
る調整することにより、同調周波数特性曲線の所
望のバンド巾とその動作基点位置とを容易に調整
できるようにしたものである。

以下第１図において本願の作用効果について詳
述すると、今＋Ｂ電源が10Vであり、従つて可変
インダクタンス素子１と連動する可変抵抗器R₃
によつて第１可変電圧回路３が10V乃至0Vまで
変化するものとし、かつ第３可変抵抗器R₅の可
動接点がその中心位置へに調整されているものと
すると、この状態でもし可変電圧回路４の可変抵
抗器R₄の可動接点を最高電位点イに設定し、か
つ可変抵抗器R₃の可動接点も最高電位点イ′に位
置するときは、イ点とイ′点は同電位で10Vであ
るから、可変容量ダイオード２には10Vが印加さ
れ、次いで可変抵抗器R₃の可動接点が最低電位
ロ′に至つたときは、イ点とロ′点との電位差が
10Vであるからその1/2の5Vが可変容量ダイオー
ド２に印加されることになる（以下第１例とい
う）。次に上記の回路状態において可変抵抗器R₄
の可動接点をその中間位置ハに調整するときは、
可変抵抗器R₃の可動接点が最高値電位点イ′に位
置したとき、前記点ハが5Vで点イ′が10Vである
ことにより、可変容量ダイオード２にはその中間
の電位7.5Vが、また可変抵抗器R₃が最低電位点
ロ′に至つたときは、点ハが5Vで点ロ′が0Vであ
ることにより可変容量ダイオード２にはその中間
の電位2.5Vが夫々印加され（以下第２例とい
う）、さらに上記した回路状態において可変抵抗
器R₄の可動接点をその最低電位点ロに調整する
ときは、可変抵抗器R₃の可動接点が最高電位点
イ′に位置したとき、前記ロ点と前記イ′点の電位
差が10Vであることにより、可変容量ダイオード
２にはその1/2電圧5Vが印加され、可変抵抗器R₃
の可動接点が最低電位点ロ′に位置したとき、前
記ロ点とロ′点は同電位で0Vであるから、可変容
量ダイオード２には0Vが印加される（以下第３
例という）。

即ち上記第１乃至第３例から可変抵抗器R₅を
一定にして可変抵抗器R₄を調整したとき、可変
容量ダイオード２に印加される電圧が、第１例で
は10V〜5Vに、第２例では7.5V〜2.5Vに、第３
例では5V〜0Vのように、可変電位差は5Vで一定
であると共に、可変容量ダイオード２に対する動
作印加電圧が上限においては10V、7.5V、5Vに、
また下限においては5V、2.5V、0Vに夫々規制さ
れることが理解される。

次に第２可変電圧回路４の可変抵抗器R₄の可
動接点が中間点ハの位置に調整すると共にこの状
態で第３可変抵抗器R₅の可動接点が上位点ホと
中間点ヘと下位点トとに夫々調整し、、かつ第１
可変電圧回路３の可変抵抗器R₃を可変インダク
タンス素子１と連動して可変した場合について検
討する。先ず可変抵抗器R₅の可動接点が上位点
ホに位置し、この状態で可変抵抗器R₃の可動接
点が最高電位点イ′にあるときは、可変抵抗器R₅
の可動接点が可変抵抗器R₄の中間点ハに直接接
続したことになるから、可変容量ダイオード２に
は5Vの電圧が印加され、、この5Vの電圧は可変
抵抗器R₃の可変に不拘一定となる（以下第４例
という）。また可変抵抗きR₅の可動接点をその中
間点ヘに調整した状態で可変抵抗器R₃が可変し
たときは、前記第２例と同様に可変容量ダイオー
ド２に印加される電圧は7.5V〜2.5Vに変化し、
更に可変抵抗器R₅の可変接点をその下位点トに
調整し、この状態で可変抵抗器R₃の可動接点が
可変するときは丁度可変抵抗器R₅の可動接点が
可変抵抗きR₃の可動接点に直接接続したことに
なるから、可変容量ダイオード２に印加される電
圧は、第１可変電圧回路３の可変電圧範囲と等し
く10V〜0Vに変化する（以下第５例という）。即
ち上記した第４例、第２例及び第５例から明らか
なように第２可変電圧回路４を一定にして第３可
変抵抗器R₅を調整し、この状態で第１可変電圧
回路３を可変したとき、可変容量ダイオード２に
印加される電圧は第４例ではその可変と無関係に
5Vで一定であり、第２例では7.5V〜2.5Vに変化
し、第５例では10V〜0Vに変化する。即ちこの
ことから第３可変抵抗器R₅を調整することによ
り可変容量ダイオード２に印加する電圧の可変範
囲を調整できることが理解される。

従つて可変容量ダイオードと第１可変電圧回路
との間に、第１可変電圧回路に並列接続した可変
抵抗器から成る第２可変電圧回路と、前記第１及
び第２可変電圧回路の間に、その各可変抵抗器を
橋絡接続する第３可変抵抗き接続して、この第３
可変抵抗器の可変端子を前記可変容量ダイオード
の電圧印加点に接続するときは、以下に述べたよ
うな利点を有する。即ち可変容量ダイオードの容
量対印加電圧の特性曲線は第５図で示すように二
次曲線で表され、従つて該特性曲線において電圧
可変幅が一体であつても例えばVaとVa′との間
の特性曲線乃至はVbとVb′の間の特性曲線を利
用したり或いは可変幅を異にしてVaからVcの間
の特性曲線を利用して可変容量ダイオードによる
可変倍率を容易に選択でき、Ｌの可変倍率に対す
るＣの可変倍率の設定に自由度が得られ、同調周
波数の可変倍率を所望の10.47に容易に設定し得
ることは勿論のこと、可変インダクタンス素子並
びに可変容量ダイオードの特性のバラ付きによつ
て生じる同調周波数の基点位置並びにその特性曲
線の補正も容易にできてトラツキング調整に便利
である。

なお上記において、第１可変電圧回路３の可変
抵抗器変抵抗器R₃と第２可変抵抗器R₄とを＋Ｂ
電源に並列接続した場合を示したが、第１可変電
圧回路３と第２可変電圧回路４とに印加する電源
電圧を別個に備えてもよく、また第２図で示すよ
うに第２可変電圧回路４及び第３可変抵抗器R₅
を、可変抵抗器R₄と固定抵抗器R₄′及び可変抵抗
器R₅と固定抵抗器R₅′とにより構成するときは、
可変抵抗器R₄及びR₅の微細調整ですむことにな
り、さらにまた上記実施例における第１可変電圧
回路３として例えば実公昭52−23206号候補記載
のように、変成コイルと、該コイルに対し出没す
る磁心とから成る変成器に、一定周波数を印加
し、前記コイルに対して磁心を可変インダクタン
ス素子の可変と連動して出没させ、それによつて
得られた電圧を整流して第１可変電圧回路として
用いてもよいこは勿論である。第３図は第１図に
示す同調回路を、同調器を構成する各同調回路即
ちANT回路イ、第１段RF回路ロ、第２段RF回
路ハ及びOSC回路ニに夫々適用し、かつ第１可
変電圧回路３を、各同調回路イ乃至ニに対し共通
に使用した場合の同調器の回路図を示している。

しかして本願によれば、同調器を構成する複数
の同調回路間における第２可変電圧回路と第３可
変抵抗器との相互調整によつて可変容量ダイオー
ドによるＣの可変倍率及びその動作基点位置の調
整が容易に調整することができて、同調回路相互
間のトラツキング調整に極めて有効であり、而も
コイル体に対する高周波磁気こあの動作基点位置
の調整手段を有しない可変インダクタンス素子を
用いた同調回路にも適用し得ると共に、容量特性
の異なる或いは可変容量範囲の大きな可変容量ダ
イオードの使用も可能で汎用例に富む利点を有す
る。

さらに周知のように、Ｌ可変の同調器において
は、利得Ｑが周波数の低い方（コイル体内に磁気
コアが没入した状態）では高く、周波数の高い方
（コイル体内から磁気コアが脱出した状態）で低
くなる特性を有しているのに対し、Ｃ可変の同調
回路においては、Ｌ可変の調整回路とは逆のＱ特
性を有しており、従つて本願によれば、Ｌ、Ｃ可
変の同調回路であるからＱが同調周波数の全バン
ド巾においてほぼ均一に得られ、安定したＱ特性
が得られること、すでに述べたようにＬ可変の同
調回路によつて例えばAMバンドの全巾を選択す
る場合に、Ｌの可変率が約10倍である必要があつ
たが、本願においては、Ｃ可変倍率との積によつ
て同調周波数が設定され、Ｌの可変倍率は上記の
場合に比し小さく得られるので、それ丈可変イン
ダクタンス素子の可変ストロークが短縮し得て同
調器の小型化に有効であり、また本願によれば、
トラツキング調整が極めて容易な同調回路を複数
備えて成るのでラジオ受信機の選択度の向上、妨
害電波の除去、感度の向上、安定した動作、更に
諸特性の引き上げなどにも極めて有効であり特
に、複数の同調回路における第１可変電圧回路を
共用せしめたので、それ丈部品点数が省略できて
設計製作にも至便であるなどの利点を有する。

【図面の簡単な説明】

図面は本願の実施例を示すもので、第１図及び
第２図は同調回路図、第３図は第１図の同調回路
を備えた同調器の回路図、第４図は同調周波数特
性曲線を示す図、第５図は可変容量ダイオードに
おける容量対印加電圧の特性曲線を示す図、第６
図は可変インダクタンス素子の構成図である。 図中、１は可変インダクタンス素子、２は可変
容量ダイオード、３は第１可変電圧回路、４は第
２可変電圧回路、R₃，R₄，R₅は可変抵抗器、
R₄′，R₅′は固定抵抗器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波磁気コアを用いてインダクタンスを可
   変する可変インダクタンス素子と、可変容量ダイ
   オードとから成り、かつ、前記可変インダクタン
   ス素子と連動して可変する可変抵抗器を有した第
   １可変電圧回路と、可変抵抗器を有した第２可変
   電圧回路と、前記各可変電圧回路の可変抵抗器を
   橋絡接続する第３可変抵抗器とを備え、この第３
   可変抵抗器の可変端子を前記可変容量ダイオード
   の電圧印加点に接続した同調回路を少なくとも２
   個備えかつ、前記各同調回路における第１可変電
   圧回路を、一つの第１可変電圧回路により共用せ
   しめたことを特徴と同調器。 ２ 可変インダクタンス素子が、飽和磁気回路を
   もつ高周波磁気コアと、マグネツトとから成り、
   マグネツトと高周波磁気コアとの交叉磁束数を可
   変することによりインダクタンスを可変する構成
   とした特許請求の範囲第１項記載の同調器。