JPH0216064B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は固体撮像素子を用いた撮像装置の同期
信号発振回路等に使用される発振装置に関するも
ので、特に、発振周波数の安定化を図つたもので
ある。

固体撮像素子は、素子表面に入射した光を、素
子表面に２次元的に配置したホトダイオード等の
光電変換素子あるいは素子表面に形成された光電
変換膜で光電変換し、２次元的に配置した多数個
の信号検出部を水平及び垂直方向に順次走査して
光情報を電気信号として読出すことのできる素子
である。従つて固体撮像素子を用いた撮像装置
（以下固体撮像装置と呼ぶ）では、水平方向に配
列した信号検出部を走査して順次信号を読出すた
めに一般にテレビジヨン信号の水平周波数（以下
f_Hと呼ぶ）の整数倍の繰り返し周波数をもつクロ
ツクパルス（以下水平クロツクパルスと呼ぶ）を
用いている。この理由を次に述べる。

固体撮像素子から出力される映像信号は水平ク
ロツクパルスに同期して得られるため、水平クロ
ツクパルスのテレビジヨン信号の水平周期に対す
る位相が、撮像装置で撮像した画像をモニタテレ
ビ受信機等の画面に再生した場合の画面上の画像
位置を決める。従つて水平クロツクパルスの位相
がテレビジヨン信号の水平周期に対して変動する
と、再生画像の画面上の位置が変動して非常に見
苦しい画像になる。そこで、水平クロツクパルス
をf_Hの整数倍の周波数に設定して上記位相ずれを
防ぐのである。

ところで、水平クロツクパルス周波数として、
上記f_Hの整数倍を限定せずに、自由な周波数を設
定しても、上記した位相ずれを起こす恐れがない
周期信号発生回路として、第１図構成をもつもの
が既に提案（特願昭56−170017号（特開昭58−
71784号公報））されている。第１図において、f_H
の整数倍の周波数で発振する発振器１の出力か
ら、デイジタル回路技術で公知の分周器２、デコ
ーダ３を介して第２図４に示すような繰り返し周
波数がf_Hのパルス４を得る。第２図中のT_Hは１水
平走査期（１／f_H）を示す。このパルス４を水平
クロツクパルス生成用の発振器５に入力する。発
振器５の出力６の波形を第２図６に示す。発振器
５を、パルス４が“１”レベルの時発振し、“０”
レベルの時発振動作が停止するように構成すれ
ば、その出力６は第２図６の波形になる。この出
力６を図示されていない公知のデイジタル回路で
あるインバータ回路等で波形整形すれば第２図７
に示すパルスが得られる。これを水平クロツクパ
ルスとして用いれば、水平周期ごとに位相が一定
になるように制御されるので、水平クロツクパル
スがf_Hの整数倍の繰り返し周波数の場合はもちろ
ん、必ずしもf_Hの整数倍でなくても前述の画像位
置変動は発生しない。

発振器５の具体例としては第３図の構成が考え
られる。第３図において、８は公知のシユミツト
トリガ２入力ナンドゲートと呼ばれるデイジタル
回路であり、抵抗９、コンデンサ１０を図示のよ
うに接続し、入力端子１１にパルス４を入力する
と、入力が“１”レベルの時発振し、“０”レベ
ルの時発振動作を停止する機能をもつ回路とな
り、出力６は第２図６のようになる。

ところが、第３図に例示した発振器は、一般に
動作電源電圧の変動あるいは回路素子の温度変動
につれてその発振周波数が大幅に変動する特性を
有する。発振器５の発振周波数が変動すると、第
２図においてパルス４が“０”レベルから“１”
レベルに変わる時点での出力６の位相は一定にな
るが、出力６の繰り返し周期が伸縮することにな
り、水平クロツクパルス７の繰り返し周期も同様
に変動し、これは、モニタテレビ受信機上の再生
画像の水平方向サイズの変動となる。即ち、従来
例においては、回路の動作電源電圧変動あるいは
温度変動に伴つて再生画像の水平方向サイズが伸
縮してしまうという不都合があつた。

本発明の目的は、従来技術での上記した不都合
を除去し、動作電源電圧変動あるいは回路素子の
温度変動に対しても安定した発振周波数とするこ
とのできる発振装置を提供するにある。

本発明の特徴は、上記目的を達成するために、
第１図の構成における水平クロツクパルス生成用
の発振器５を、外部からの入力制御電圧により発
振周波数が可変のいわゆる電圧制御形の発振器で
構成し、前述のようにしてその発振動作が一たん
停止し、再度発振動作を開始した時点から発振器
出力６あるいは水平クロツクパルス７の所定個数
めのパルス位相と、f_Hの整数倍の発振器からパル
ス４と同様にして生成される繰り返し周波数がf_H
でかつ上記発振器５の停止位相とは異なる位相を
有するパルスの位相とが常に一致するように、電
圧制御形の発振器５の発振周波数を制御する構成
とするにある。

以下図面により本発明を説明する。

第４図は本発明の一実施例の構成図、第５図は
その各部信号の波形図であり、同一機能を有する
ものには同一符号が用いてある。第４図におい
て、f_Hの整数倍で発振する発振器１から分周器
２、デコーダ３を介して得た繰り返し周波数f_Hの
パルス４で水平クロツクパルス生成用の発振器５
を制御する動作は第１図従来例と同じである。第
４図においては、発振器５の出力６から分周器１
２、デコーダ１３を介して、発振器５が一たん停
止してその後発振開始した時点からｎ個めの発振
出力６のパルス位相をもつパルス１４を得る。こ
の場合、分周器１２に、パルス４により発振器５
の動作停止制御と同一タイミングでリセツトをか
ける構成とすれば、公知のデイジタル回路技術で
パルス１４を得ることは容易に実現できる。

一方、発振器１の出力からパルス４を得るのと
同様にして、発振器５の動作停止期間（第５図の
t_S）とは異なる位相（第５図のａ）をもち、かつ
繰り返し周波数がf_Hのパルス１５を得る。上記パ
ルス１４と１５を位相検波回路１６に入力し、そ
の検波出力を低域ろ波器１７を介して平滑化した
直流電圧を、電圧制御形の発振器５の入力制御電
圧とする。

以上により発振器５の発振周波数が安定化でき
ることを以下に説明する。第５図において、パル
ス１４が“１”レベルから“０”レベルに変わる
位相は、発振器出力６の周波数に応じ、パルス１
５の位相ａに対し破線で示すように変動する。こ
こでパルス１４の“１”レベルから“０”レベル
に変わる位相を常に位相ａになるように発振器５
の周波数を制御すれば、次式の関係が維持され
る。

f₀＝（ｎ−１）／（T₁−ｔ） ……(1) ただし、f₀は発振器５の発振周波数、T₁及びｔ
はそれぞれ第５図示の時間である。ここで、T₁
の値の安定度は発振器１の周波数安定度に依存す
るが、発振器１をクリスタル発振器等で構成する
ことにより、T₁をほぼ一定値にすることができ
る。従つて(1)式のf₀が変動する要因はｔの変動で
ある。発振器５を第３図従来構成とした場合、上
記ｔが動作電源電圧変動あるいは回路素子の温度
変動により変動することは避け難い。しかしなが
ら、(1)式において、ｔに対してT₁を十分大きく
しておけばｔの変動によるf₀の変動が低域でき
る。例えば、T₁をｔの50倍に設定すれば、ｔが
ｔ±ｔ／２（変動幅50％）の間で変動しても、f₀の 変動幅は約±１％に抑えられる。第１図の発振器
５に第３図従来構成のものを用いた場合、家庭用
機器の使用条件範囲（一般に動作電源電圧変動±
10％）、周囲温度＋25℃±35℃程度）において10
〜20％程度の周波数変動は避け難い。一方、第４
図の本発明実施例によれば、ｔとT₁との比率を
所望の周波数安定度に応じて設定することにより
周波数変動が低減できることになる。

第６図に第４図の位相検波回路１６の一実施例
を、その各部信号波形を第７図に示す。オア回路
１９、アンド回路２０、ｐチヤンネルMOSトラ
ンジスタ２１、ｎチヤンネルMOSトランジスタ
２２を図示のように接続する。MOSトランジス
タのＳ、Ｄ、Ｇはそれぞれソース、ドレイン、ゲ
ートを示し、ｐチヤンネルMOSトランジスタ２
１のソースはアースに対し正極性の電源に接続
し、ｎチヤンネルMOSトランジスタ２２のソー
スはアースに接続する。入力端子２３，２４にそ
れぞれ第５図のパルス１４，１５を入力する。パ
ルス１４の位相がパルス１５の位相ａに対し破線
で示すｂのようにずれると、オア回路出力２５に
“０”レベルが出力される。この時ｐチヤンネル
MOSトランジスタ２１が導通し、出力２６はオ
ア回路出力２５が“０”レベルの間だけアースに
対し正の電圧となる。またパルス１４の位相が第
７図の破線で示すｃのようになれば、アンド回路
出力２７が“１”レベルとなり、ｎチヤンネル
MOSトランジスタ２２が導通し、出力２６はア
ンド回路出力２７が“１”レベルの間だけアース
電位となる。さらにパルス１４の位相が第７図ａ
となつてパルス１５と一致すれば、オア回路出力
２５は“１”レベル、アンド回路出力２７は
“０”レベルのままとなり出力２６は開放状態と
なる。

従つて第６図の位相検波回路の出力２６を公知
の低域ろ波器１７に入力すれば出力２６が積分さ
れた電圧が得られる。即ち、パルス１４が位相ｃ
の状態であれば次第に直流電圧が上昇し、またパ
ルス１４が位相ｂの状態であれば次第に直流電圧
がアース電位に向つて下降するような直流電圧が
得られ、これを第４図の周波数制御電圧１８とす
ることができる。

第８図に第４図の発振器５の一実施例を示す。
第８図発振器は基本的には第３図のものと同じで
ある。相違点は第３図のコンデンサ１０に変わり
印加される逆方向直流電圧により容量値が可変で
きる公知の可変容量形ダイオード２８を用いたこ
とである。なおコンデンサ２９は直流しや断用で
あり、通常容量値はダイオード２８の容量値に比
し十分大きいものを使用する。従つて第８図の発
振器の発振周波数はダイオード２８の容量値を変
えることで可変できる。つまり、第８図の構成に
より入力端子３０に印加する直流電圧により発振
周波数が可変できる電圧制御形発振器が実現でき
る。またダイオード２８の容量値は印加する逆電
圧が高いほど小さくなるので、入力端子３０の印
加直流電圧が高くなれば発振器の発振周波数は高
くなり、印加直流電圧が低くなれば発振周波数は
低くなる。ここで、第６図及び第７図において説
明したようにして得られた周波数制御電圧１８を
第８図発振器の入力端子３０に入力すれば、第７
図においてパルス１４の位相が常にａの位相と一
致するように発振器５が周波数制御される。

なお、パルス１４，１５の波形は第５図あるい
は第７図に示す波形に限定されるものでなく、例
えば第９図に示すパルス１４′を用いてもよい。
パルス１４′は発振器５の出力６のｍ番目のパル
ス位相で“０”レベルから“１”レベルになるよ
うな位相を有する。このようなパルスも第４図の
分周器１２、デコーダ１３による公知の回路で容
易に得られる。パルス１４′を用いる場合、位相
検波回路１６としては第１０図実施例に示すもの
を用いれば良い。第１０図は、第６図回路に、公
知のＴタイプフリツプフロツプ（以下TFFと略
記する）３１を追加した構成である。なお、第１
０図ではMOSトランジスタ２１，２２が第６図
と同じように接続されるが、図示は省略してあ
る。第１０図の入力端子２３にパルス１４′，２
４にパルス１５を入力し、TFF３１のクロツク
入力端子Ｔにパルス１４′、リセツト端子Ｒにパ
ルス１５を入力すると、出力端子Ｑから第９図３
２に示すように、パルス１４′が“０”レベルか
ら“１”レベルに変わる位相で“１”レベルから
“０”レベルに変わり、パルス１５が“０”レベ
ルから“１”レベルに変わる位相で“０”レベル
から“１”レベルに変わるパルス３２が得られ
る。第６図の２入力オア回路１９に代えて第１０
図の３入力オア回路３３を用い上記パルス３２を
図示のように入力すれば、オア回路出力２５、ア
ンド回路出力２７に第７図に説明したものと同一
の出力が得られる。

さらに、パルス１５も上述した図示例には限定
されない。要するに、第４図の発振器５が一たん
停止後発振を再開した時点からｎ個めの発振出力
６のパルス位相をもつパルスと、発振器１の出力
から得られる繰り返し周波数f_Hで発振器５の動作
停止期間（第５図のt_S）とは異なる位相をもつパ
ルスとを用いれば本発明は実現でき、それぞれの
パルスのパルス幅、極性の制限は受けない。

本発明の他の実施例を第１１図〜第１４図によ
り説明する。第１１図はその構成図、第１２図は
第１１図中の信号波形図である。第１１図実施例
と第４図実施例との相違点は、第１１図において
はパルス１５からパルス幅調整回路３４を介して
得たパルス３５を第４図パルス４の代りに用いた
ことである。パルス幅調整回路３４にパルス１５
を入力し、その出力に第１２図３５に示すような
パルス１５が“１”レベルから“０”レベルに変
わる時点で“１”レベルから“０”レベルに変わ
り、パルス幅t_Sをもつパルス３５を得れば、第１
１図の構成で第４図の実施例と同一の効果が得ら
れる。

第１３図に第１１図のパルス幅調整回路３４の
一実施例を示す。TFF３６と、インバータ回路
３７，３８、抵抗３９及びコンデンサ４０を図示
のように接続し、入力端子４１にパルス１５を入
力する。この時、第１４図の動作波形図のように
インバータ回路３８の入力４２は、抵抗３９とコ
ンデンサ４０のためにパルス１５の過渡部がなま
つた波形になり、その出力パルス４３は、入力パ
ルス４２の過渡部なまりの程度に応じてパルス１
５の位相よりも遅れた位相をもつ。パルス４３を
TFF３６のリセツト端子Ｒに入力し、パルス１
５をインバータ回路３７を介してクロツク入力端
子Ｔに入力すれば、第１４図３５に示すような、
パルス１５が“１”レベルから“０”レベルに変
わる時点で“１”レベルから“０”レベルに変わ
り、抵抗３９、コンデンサ４０で決まる時定数に
応じたパルス幅t_Sをもつパルス３５が得られる。
なお、上記パルス幅調整回路は、公知のデイジタ
ル回路である単安定マルチバイブレータを用いて
も容易に実現できる。

ところで、(1)式において、定められたｎ及び
T₁の値に対してｔを変化すれば発振器５の発振
周波数f₀が変化することがわかる。第５図から明
らかなようにｔはt_Sを変化すれば変化させること
ができる。従つて第１１図において、パルス幅調
整回路３４でt_Sを変化させることにより、ｎ及び
T₁を一定値として発振器５の発振周波数の設定
を可変できる。パルス幅t_Sの可変は、例えば第１
３図の抵抗３９を可変抵抗器としておけば容易に
実現できる。上記t_Sを可変して発振器５の発振周
波数設定を行なうことにより、第８図のシユミツ
トトリガゲート８、抵抗９、ダイオード２８等の
特性のばらつきにより生ずる第５図ｔの初期ばら
つきをt_Sを調整して吸収し、発振器５の発振周波
数を精密に設定することも可能となる。

以上説明したように、本発明によれば、水平ク
ロツクパルス生成用発振器がテレビジヨン信号の
水平周期ごとに一たん停止し、再度発振開始した
時点からの上記発振器出力の所定個数めのパルス
位相が、常にテレビジヨン信号の水平周期の繰り
返し周期をもつよう制御されるので、動作電源電
圧変動あるいは温度変動に対して上記発振器の発
振周波数を安定化することができ、さらに、上記
発振器の発振停止期間を可変とすることにより、
発振周波数設定を可変とすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の構成図、第２図はその各部信
号波形図、第３図は第１図の発振器５の構成図、
第４図は本発明の一実施例構成図、第５図はその
各部信号波形図、第６図は第４図の位相検波回路
の実施例構成図、第７図はその各部信号波形図、
第８図は第４図の発振器５の実施例構成図、第９
図は第４図各部信号の別の例を示す波形図、第１
０図は第４図の位相検波回路の他の実施例を示す
構成図、第１１図は本発明の他の実施例構成図、
第１２図はその各部信号波形図、第１３図は第１
１図のパルス幅調整回路の実施例構成図、第１４
図はその各部信号波形図である。 符号の説明 １，５……発振器、２，１２……
分周器、３，１３……デコーダ、１６……位相検
波回路、１７……低域ろ波器、３４……パルス幅
調整回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１の発振手段と、この第１の発振手段の出
   力を分周して繰り返し周波数は同一で第１、第２
   及び第３のそれぞれ異なる位相を有するパルスを
   生成する手段と、上記第１の位相から第２の位相
   までの期間で発振動作が停止しかつ入力制御電圧
   によりその発振周波数が制御される電圧制御形の
   第２の発振手段と、この第２の発振手段が上記期
   間発振を停止した後再度発振動作を開始した時点
   からその発振出力を分周してその所定個数めの出
   力パルス位相に対応した第４の位相を有するパル
   スを生成する手段と、上記第３のパルス位相と第
   ４のパルス位相とを位相検波しその検波出力が低
   域ろ波回路を経て上記第２の発振手段の入力制御
   電圧となる位相検波手段とを備えて、上記第２の
   発振手段の出力を装置出力とすることを特徴とす
   る発振装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、
   前記第２の発振手段は、前記した発振停止期間を
   可変に設定することのできる発振手段であること
   を特徴とする発振装置。