JPH02172193A - 負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電力と高周波電力を交互に負荷に供給す
る負荷制御装置に関するものであり、特に高圧放電灯を
安定に点灯させる用途に適するものである。

［従来の技術］ 商用電源を用いる放電灯点灯装置は、動作周波数が低い
ので、点灯装置を構成するチョークやトランス、コンデ
ンサ等の部品の寸法・重量が大きくなる。そこで、点灯
装置の小型軽量化を図るための手段として、高周波点灯
方式が提案されている０例えば、蛍光灯の点灯装置にお
いては、スイッチングトランジスタ等を用いた高周波点
灯装置が既に実用化されている。一方、高圧放電灯の点
灯装置においても点灯周波数を高周波にすると、蛍光灯
の場合と同様に点灯装置の小型軽量化を図ることができ
るが、高圧放電灯を高周波点灯すると、いわゆる音響的
共鳴現象に起因するアークの不安定性が生じることが従
来から知られている。そこで、高圧放電灯を高周波点灯
することによって得られる利点を活かすために、音響的
共鳴現象の全く発生しない周波数帯域の電力と、音響的
共鳴現象が発生し得る高周波の周波数帯域の電力とを所
定の周期で交互に高圧放電灯に供給する点灯装置が提案
されている（特願昭６２−２７１２３７号）。

この従来例を第９図に示す。第９図の点灯装置は、制御
信号発生回路Ａと負荷制御回路Ｂ、モード切替回路Ｃ及
びモード切替信号発生回路りよりなり、音響的共鳴現象
が全く発生しない周波数帯域の電源として直流電圧を発
生させる直流動作モードと、音響的共鳴現象が発生し得
る周波数帯域の電源として高周波電圧を発生させる高周
波動作モードとを交互に切り替えるように動作するもの
である。

以下、第９図の回路構成について説明する。直流電源Ｖ
ＤＣの両端には、トランジスタＱ、、Ｑ２の直列回路と
、コンデンサＣ＋　、　Ｃ２の直列回路が並列的に接続
されている。各トランジスタＱ　４．　Ｑ　２の両端に
は、ダイオードＤ、、Ｄ２が逆並列接続されている。ト
ランジスタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ＋　、　
Ｃ２の接続点との間には、コンデンサＣ３と高圧放電灯
１ａの並列回路がインダクタし、を介して接続されてい
る。各トランジスタＱ、、Ｑ２のベース・エミッタ間に
は、駆動回路１．２の出力がそれぞれ接続されている。

制御信号発生回路ＡはトランジスタＱ、Ｑ２のスイッチ
ング周波数を決定するための発振回路３を含み、この発
振回路３の出力（第１０図（ａ）参照）は分周回路４に
より分周される。分周回路４はＤフリップフロップ５を
含む、このＤフリップフロップ５の反転出力ｑはデータ
人力りに接続され、クロック人力Ｃには発振回路３の出
力が接続されている０発振回路３の出力はＮＡＮＤ回路
６．７の一方の入力にも接続され、ＮＡＮＤ回路６，７
の他方の入力にはＤフリップフロップ５の出力Ｑ及び反
転出力ｑがそれぞれ接続されている。ＮＡＮＤ回路６，
７の出力は、それぞれＮＯＴ回路８．９にて反転されて
、第１及び第２の分周出力（第１０図（ｂ）　、　（ｃ
）参照）となる、第１の分周出力はトランジスタＱ２の
駆動回路２にそのまま供給されており、第２の分周出力
はＡＮＤ回路１ｏの一方の入力に供給されている。ＡＮ
Ｄ回路１ｏの他方の入力には、モード切替信号発生回路
りがら出力されるモード切替信号（第１０図（ｅ）参照
）が供給されており、ＡＮＤ回路１０の出力（第１０図
（ｄ）参照）は、トランジスタＱ、の駆動回路１に供給
されている。

以下、第９図に示す回路の動作について説明する。第１
０図において、ＴＤｃは直流動作期間であり、この期間
においては、モード切替信号発生回路りから出力される
モード切替信号（第１０図（ｅ）参照）は“Ｌ　ｏｗ”
レベルであるので、分周回路４の出力（第１０図（ｃ）
参照）に拘わらず、モード切替回路Ｃの出力（第１０図
（ｔｌ）参照）は常に“’Ｌｏｗ”レベルとなり、トラ
ンジスタＱ１は常にオフとなる。

一方、トランジスタＱ２は発振回路３の出力（第１０図
（ａ）参照）を分周回路４により分周した出力（第１０
図（ｂ）参照）により、周期Ｔ毎に一定時間Ｔｏｎの間
オンされる。トランジスタＱ２がオンされると、コンデ
ンサＣ２からインダクタＬ、、高圧放電灯ｌａ及びコン
デンサＣ５、トランジスタＱ２を介して電流が流れる。

次に、トランジスタＱ２がオフされると、インダクタし
、の残留エネルギーにより、インダクタし、から高圧放
電灯ｌａ及びコンデンサＣ７、ダイオードＤ１、コンデ
ンサＣ１を介して電流が流れる。この動作を周期Ｔ毎に
繰り返すことにより、高圧放電灯１ａには一方向に電流
が流れる。なお、周期Ｔのスイッチングによるリップル
成分はコンデンサＣ１によりバイパスされる。

次に、高周波動作期間ＴＨＥにおいては、モード切替信
号発生回路りから出力されるモード切替信号（第１０図
（ｅ）参照）は”Ｈｉｇｈ”レベルであるので、モード
切替回路Ｃの出力（第、１０図（ｄ）参照）は、分周回
路４の出力（第１０図（ｃ）参照）に応じて゛Ｈｉｇｂ
”レベルと“”Ｌｏｕｄ”レベルに切替わる。このため
、トランジスタＱ１はオン・オフ動作する。一方、トラ
ンジスタＱ２は発振回路３の出力（第１０図（ａ）参照
）を分周回路４により分周した出力（第１０図（ｂ）参
照）により、オン・オフ駆動される。トランジスタＱ２
がオンされるタイミングｔ１〜ｔ２は、トランジスタＱ
１がオンされるタイミングｔｐ〜ｔ、とは異なっている
。タイミングＥ１にてトランジスタＱ２がオンされると
、コンデンサＣ２からインダクタＬ１、高圧放電灯Ｚａ
及びコンデンサＣ１、トランジスタＱ２を介して電流が
流れ、タイミングｔ２にて、トランジスタＱ２がオフさ
れると、インダクタＬ１の残留エネルギーにより、イン
ダクタＬ１から高圧放電灯１ａ及びコンデンサＣ１、ダ
イオードＤ３、コンデンサＣＩを介して電流が流れる０
次に、タイミングｔ、にてトランジスタＱ、がオンされ
ると、コンデンサＣ１からトランジスタＱ５、高圧放電
灯１ａ及びコンデンサＣ５、インダクタし、を介して電
流が流れ、タイミング、ＬｓにてトランジスタＱ。

がオフされると、インダクタし、の残留エネルギーによ
り、インダクタＬ１から、コンデンサＣ２、ダイオード
Ｄ２、高圧放電灯１ａ及びコンデンサＣコを介して電流
が流れる。このようにして、高圧放電灯１ａには高周波
電流が流れる。

第１１図は上記回路において高圧放電灯１ａの両端に印
加される電圧■ｌａの波形を示している。高周波動作期
間Ｔ、、、においては、高圧放電灯１’ａには高周波電
圧が印加され、直流動作期間Ｔ’ｏｃにおいては、高圧
放電灯１ａには直流電圧が印加される。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、上述のような構成でトランジスタＱＱ２を制
御すると、直流動作期間Ｔ”ｏｃにおいて、トランジス
タＱ２は分周回路４の第１の分周出力（第１０図（ｂ）
参照）によりオン・オフするが、この分周出力は、発振
回路３の発振出力（第１０図（ａ）参照）を分周して得
ているため、トランジスタＱ２のオン・デユーティ（Ｔ
ＯＮ／Ｔ）が小さくなる。

このため、高圧放電灯ｆａに十分な電力を供給するには
、オン時の電流を大きぐする必要があり、トランジスタ
Ｑ２に印加されるストレスが太きくなるという問題があ
る。これによって、スイッチング損失が増大し、温度上
昇が大きくなるという問題がある。また、トランジスタ
Ｑ２の電流耐量が増大し、コストが高くなるという問題
がある。さらに、インダクタＬ１に流入する電流の休止
期間が長いため、第１１図に示す電圧波形の直流動作期
間Ｔ’ｏｃにおいて、直流成分に重畳している高周波リ
ップル成分が大きくなり、音響的共鳴現象によるアーク
の不安定が生じやすくなる。この対策として、コンデン
サＣ１の容量を増大し、高圧放電灯／ａのインピーダン
スとの差を大きくして、高周波成分のバイパスを容易に
する方法があるが、コンデンサＣ５が大型化するという
問題がある。

一方、直流動作期間Ｔ’ｏｃに用いる発振回路を高周波
動作期間ＴＨＥに用いる発振回路とは別に設けて、直流
動作期間Ｔ”ｏｃにおけるオン・デユーティの制御範囲
を広げることが考えられるが、回路構成が複雑になると
いう問題がある。また、発振回路３の発振出力における
“”Ｌｏｗ”レベルの期間（ｔｚ〜ｔ、、Ｌ、〜ｔｓ）
を短くしても、この出力を分周して直流動作期間Ｔ’ｏ
ｃの駆動信号を得ているので、オン・デユーティの制御
範囲を十分に拡大することは困難であるという問題があ
った。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、直流電力と高周波電力を交互に
負荷に供給する負荷制御装置において、簡単な回路構成
で直流動作期間における供給電力の制御範囲を拡大する
ことにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る負荷制御装置にあっては、上記の課題を解
決するために、直流電源と、この直流電源をスイッチン
グして負荷に電力を供給する第１及び第２のスイッチン
グ素子とを流え、一方のスイッチング素子のみがオン・
オフ動作することにより負荷に直流電力を供給する第１
のモードと、両方のスイッチング素子が交互にオン・オ
フ動作することにより負荷に高周波電力を供給する第２
のモードとを交互に切り替える負荷制御装置において、
第１図に示すように、第１のモードと第２のモードの切
替信号を発生するモード切替信号発主回路りと、前記モ
ード切替信号に応じて、第１のモードでは同時に論理値
が変化する第１及び第２の制御信号を発生し、第２のモ
ードでは交互に論理値が変化する第１及び第２の制御信
号を発生させる制御信号発生回路Ａと、モード切替信号
に応じて、第１のモードでは制御信号発生回路Ａからの
第１及び第２の制御信号を第１及び第２のスイッチング
素子にそれぞれ供給し、第２のモードでは制御信号発生
回路Ａからの第１又は第２の制御信号を第１又は第２の
スイッチング素子にのみ供給するモード切替回路Ｃとを
備えることを特徴とするものである。

〔作用１ 本発明にあっては、このように、制御信号発生回路Ａか
ら出力される第１及び第２の制御信号を、モード切替信
号発生回路りから出力されるモード切替信号に応じて変
化させ、一方のスイッチング素子のみがオン・オフ動作
することにより負荷に直流電力を供給する第１のモード
では、同時に論理値が変化する第１及び第２の制御信号
を発生し、両方のスイッチング素子が交互にオン・オフ
動作することにより負荷に高周波電力を供給する第２の
モードでは、交互に論理値が変化する第１及び第２の制
御信号を発生させるようにしたので、特に直流電力を供
給する第１のモードにおいて、制御信号のデユーティ・
ファクターを広い範囲にわたって制御することが可能と
なり、しかも制御信号発生回路Ａは１つで済むので、回
路構成が複雑１ヒすることはないものである。

［実施例］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例にあっては、モード切替信号発生回路りの出力
をｒｔｌ１ｍ信号発生回路Ａに伝達する点、並びに制御
信号発生回路Ａの構成が第９図の従来例とは異なってい
る。以下、制御信号発生回路Ａの構成について説明する
。発振回路３の発振出力は、ＮＯＴ回路１１を介してＴ
フリップフロップ１２のトリガー人力に接続されている
。Ｔフリップフロップ１２の出力Ｑ及び反転出力ｑは、
それぞれＮＡＮＤ回路１３．１４の一方の入力に接続さ
れている。ＮＡＮＤ回路１３．１４の他方の入力には、
モード切替信号発生回路りの出力が接続されている。Ｎ
ＡＮＤ回路１３．１４の出力は、それぞれＡＮＤ回路１
５．１６の一方の入力に接続されている。ＡＮＤ回路１
５．１６の他方の入力には、発振回路３の発振出力が接
続されている。ＡＮＤ回路１５．１６の出力は、トラン
ジスタＱ。

Ｑ、のベース入力とされている。各トランジスタＱ、、
Ｑ、のエミッタは共に接地され、コレクタはそれぞれ抵
抗Ｒ，，Ｒ，を介して電源電圧Ｖｃｃにプルアップされ
ると共に、ＮＯＴ回路１７．１８の入力に接続されてい
る。

第３図は本実施例の動作波形図である。以下、同図を参
照しながら、本実施例の動作について説明する。まず、
直流動作期間’Ｔ’ｏｃでは、モード切替信号発生回路
りの出力（第３図（ｅ）参照）が゛′ＬＯ―レベルであ
るので、ＡＮＤ回路１０の出力は常に“Ｌｏｗ”レベル
であり、トランジスタＱ、は常にオフとなる。また、Ｎ
ＡＮＤｌｌｉｉｌ路１３．１４の出力は常に”Ｈｉｇｈ
’“レベルとなるので、ＡＮＤ回路１５．１６の出力は
、Ｔフリップフロップ１２の出力とは関係なしに、発振
回路３の発振出力（第３図（ａ）参照）と同じとなる。

このため、トランジスタＱ、及びＮＯＴ回路１７は発振
回路３と同じ周期で動作し、ＮＯＴ回路１７の出力（第
３図（ｂ）参照）は、発振回路３の発振出力と同じとな
る。したがって、トランジスタＱ２は発振回路３の発振
出力によりオン・オフ駆動されることになり、発振回路
３の発振出力のデユーティ・ファクターを制御すること
により、直流動作期間Ｔ’ｏｃにおけるオン・デユーテ
ィを広範囲に制御することができる。

次に、高周波動作期間ＴＨＦにおいては、モード切替信
号発生回路りの出力が“Ｈｉｇｈ“レベルであるので、
ＡＮＤ回路１０の出力はＮＯＴ回路１８の出力と同じと
なる。また、ＮＡＮＤ回路１３゜１４の出力はＴフリッ
プフロップ１２の出力Ｑ及び反転出力ｑをそれぞれ反転
したものとなる。Ｔフリップフロップ１２の出力Ｑ及び
反転出力ｑは発振回路３の発振出力の１周期毎に”’Ｈ
ｉｇｈ”レベルと’Ｌｏｕｄ”レベルに切替わるので、
結局、ＡＮＤ回路１５．１６は、発振回路３の発振出力
を交互に出力することになる。したがって、トランジス
タＱ、、Ｑ２は発振回路３の発振出力により交互にオン
・オフ駆動されることになる。この高周波動作期間ＴＨ
Ｆにおけるスイッチング周波数は、直流動作期間Ｔ’ｏ
ｃにおけるスイッチング周波数の１／２となる。

なお、第３図の動作波形図においては、図示の都合上、
各動作期間Ｔ　ＤＣ、Ｔ　Ｈｆ：におけるパルス数は実
際よりも少なく記載されている。以下の実施例において
も同様である。

［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。

第４図における点ａ〜ｅの動作波形は、第３図（ａ）〜
（ｅ）に示した波形と同じである０本実施例にあっては
、パルス幅制御可能なスイッチングレギュレータ用の汎
用ＩＣ（例えばテキサスインスツルメント社製ＴＬ４９
４）を用いて、制御信号発生回路Ａを構成している。こ
のＩＣ２０は、周知のように、電源端子（１２番ビン）
とアース端子（７番ピン）の間に制御電源電圧Ｖｃｃを
印加されて使用され、コンデンサ端子（５番ビン〉とア
ース端子間に接続されるコンデンサＣ４と、抵抗端子（
６番ビン）とアース端子間に接続される抵抗Ｒ５との時
定数に応じた周波数で発振する発振器２２を内蔵してい
る。ＩＣ２０の第１の発振出力は、第１のオーブンコレ
クタ端子（８番ビン）と第１のオーブンエミッタ端子（
９番ピン）の間が短絡される状態と開放される状態が交
番することにより得られ、第２の発振出力は、第２のオ
ーブンコレクタ端子（１１番ビン）と第２のオーブンエ
ミッタ端子（１０番ビン）の間が短絡される状態と開放
される状態が交番することにより得られる。ここで、出
力制御端子（１３番ビン）をアースレベルに落としたと
きには、１石用のシングル・エンド動作を行い、第１の
発振出力は第２の発振出力と一致するものであり、前記
出力制御端子を”Ｈｉｇｈ’”レベルに設定したときに
は、２石用のプッシュプル動作を行い、第１の発振出力
と第２の発振出力は所定のデ・ンドオフタイムを経て、
反対の状態を取る。このデッドオフタイムは、基準電圧
出力端子（１４番ビン）に得られる基準電圧■ＲＥＦを
分圧して、デッドオフタイム制御端子（４番ピン）に入
力することにより、設定できる。

次に、このＩＣ２０の内部構成について説明する０図中
、発振器２２とその時定数設定用のコンデンサＣ１及び
抵抗Ｒ５は、第２図に示した発振回路３に相当している
。また、パルス生成回路１９の構成は、第２図に示した
パルス生成回路１つと同様である。コンパレータ２１は
パルス幅制御用の電圧比較器であり、基準電圧ＶＲＥＦ
を抵抗Ｒコ。

Ｒ１にて分圧した電圧よりもコンデンサＣ１の電圧が高
ければ、出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、そうでなけ
れば、出力が°’Ｌｏｗ”レベルとなる。したがって、
本実施例にあっては、抵抗Ｒｉ　、　Ｒ−の分圧比を変
えることにより、トランジスタＱ、、Ｑ２のオン時間幅
を制御することができ、負荷制御装置の出力調整を自由
に行えるものである。

なお、本実施例において、モード切替信号発生回路りか
ら制御信号発生回路Ａに送るモード切替信号を用いて、
発振器２２の発振周波数を決定する抵抗Ｒ７の抵抗値を
変「ヒさせて、直流動作期間Ｔ’ｏｃと高周波動作期間
ＴＨＥにおけるスイッチング周波数を自由に設定しても
良い、同様に、抵抗Ｒ１゜Ｒ２を変化させて、直流動作
期間Ｔ”ｏｃと高周波動作期間ＴＨＦにおけるオン時間
幅を切り替えるようにしても良い、さらに、放電灯１ａ
の状態をランプ電圧又はランプ電流により検出して、制
御信号発生回路Ａに制御信号を送り、パルス幅や発振周
波数を制御しても良い。このとき、直流動作期間Ｔｏｃ
におけるオン・デユーティの最大値を大きくすることが
できるので、広範囲にわたって細かな制御が可能となる
ものである。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図であり、第６図は
同上の動作波形図である。本実施例において、制御信号
発生回路Ａ及び負荷制御回路Ｂの構成については、実施
例２と同様であり、モード切替回路Ｃ及びモード切替信
号発生回路りの構成が異なっている。まず、モード切替
回路Ｃにあっては、ＡＮＤ回路２５．２６を設けて、ト
ランジスタＱ、、Ｑ２のいずれの駆動信号も個別に停止
可能としている。また、モード切替信号発生回路りにあ
っては、発振回路２４の発振出力（第６図（ａ）参照）
をフリップフロップ回路２３にて分周して、第６図（ｂ
）、（ｃ）に示すようなモード切替信号を得ている。こ
れらの信号は、それぞれＡＮＤ回路２５．２６の一方の
入力に供給されている。また、発振回路２４の発振出力
はＮＯＴ回路２７にて反転されて、制御信号発生回路Ａ
の出力制御端子（１３番ビン）に供給されている。この
ため、本実施例にあっては、タイミングｔ１〜ｔ２では
、トランジスタＱ２は常にオフ状態で、トランジスタＱ
１のみがオン・オフ動作し、タイミングｔ、〜ｔ、では
、トランジスタＱ１は常にオフ状態で、トランジスタＱ
２のみがオン・オフ動作し、タイミングｔ２〜ｔ、。

ｔ、〜Ｌｓ（ｔ＋）では、トランジスタＱ、、Ｑ、が交
互にオン・オフ動作する。したがって、高周波動作期間
ＴＨＦにおける動作は実施例２と同様であるが、直流動
作期間ＴＤｃにおいては、第７図に示すように、放電灯
１ａに印加される直流電圧の極性が交互に反転するもの
であり、放電灯１ａのランプ寿命を延ばすためには好ま
しい実施例である。

［実施例４］ 第８図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、負荷制御回路Ｂをインバータ回！
８Ｂ１とチョッパーｌ１ｉｉ７路Ｂ２とから構成したも
のである。まず、インバータ回路Ｂ、の構成について説
明する。直流電源ＶＤＣ，の両端には、コンデンサＣ，
，Ｃ２の直列回路と、ｌ・ランジスタＱ、。

Ｑ、の直列回路が並列的に接続されている。各トランジ
スタＱ４．Ｑ、には、それぞれダイオードＤ。

Ｄ、が逆並列接続されている。コンデンサＣ＋　、　Ｃ
２の接続点とトランジスタＱ、、Ｑ５の接続点の間には
、高周波トランスＴ、の１次巻線が接続されている。高
周波トランスＴ、の２次巻線は、インダクタし、とコン
デンサＣ１の直列回路を介して高圧放電灯ρａの両端に
接続されている。インバータ回路Ｂ、の動作中は、トラ
ンジスタＱ１とＱ２が所定のデッドタイムを経て交互に
高周波でオンオフされて、高周波トランスＴ、を介して
高圧放電灯１ａへ高周波電力を供給する。

次に、チョッパー回路Ｂ２の構成について説明する。直
流電源■Ｄｃ２には、トランジスタＱ６のコレクタ・エ
ミッタ間とインダクタＬ２を介して高圧放電灯１ａとコ
ンデンサＣ１の並列回路が接続されている。インダクタ
Ｌ２とコンデンサＣ１の直列回路には、フライホイール
電流通電用のダイオードＤ、が並列接続されている。ト
ランジスタＱ６がオンされると、直流電源ＶＤＣ２から
トランジスタＱ６、インダクタＬ２を介して高圧放電灯
１ａに電流が流れ、ｌ・ランジスタＱ６がオフされると
、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによって、インダク
タＬ２から高圧放電灯ｆａ、ダイオードＤ、を介して電
流が流れる。トランジスタＱ６のスイッチングによるリ
ップル成分は、コンデンサＣ４にバイパスされるので、
高圧放電灯１ａには直流電力が供給される。

本実施例にあっては、このように、負荷制御回路Ｂがイ
ンバータ回路Ｂ、とチョッパー回路Ｂ２とから構成され
ているので、直流動作期間Ｔ’ｏｃではインバータ回路
Ｂ１は停止してチョッパー回路Ｂ２のみが動作し、高周
波動作期間ＴＨＦではインバータ回路Ｂ１のみが動作し
てチョッパー回路Ｂ２は停止するように制御すれば良い
、そのために、モード切替回路ＣはＡＮＤ回路２８〜３
０を備え、モード切替信号発生回路りから出力されるモ
ード切替信号を、ＡＮＤ回路２９．３０の一方の入力に
供給すると共に、ＮＯＴ回路３１によりモード切替信号
の反転信号をＡＮＤ回路２８の一方の入力に供給してい
る。ＡＮＤ回路２８の他方の入力には、制御信号発生回
路Ａから出力される第１の制御信号が入力され、ＡＮＤ
回路２９．３０の他方の入力には、制御信号発生回路Ａ
から出力される第１及び第２の制御信号がそれぞれ入力
されている。モード切替信号発生回路りから出力される
モード切替信号が°’Ｈｉｇｈ”レベルであれば、制御
信号発生回路Ａから出力される第１及び第２の制御信号
がＡＮＤ回路２９．３０を介してインバータ回路Ｂ１に
おけるトランジスタＱ、、Ｑ、の駆動回路１，２に供給
され、前記モード切替信号が“’Ｌｏｕ＋レベルであれ
ば、制御信号発生回路Ａから出力される第１の制御信号
のみが、チョッパー回路Ｂ２におけるトランジスタＱ６
の駆動回路３２に供給される。

本実施例においても、制御信号発生回路Ａは実施ＰＡ２
と同様に構成されているので、モード切替信号が”Ｉ　
Ｌ　０ｗ１１レベルのときには、第１及び第２の制御信
号は同時に論理値が変１ヒし、“Ｈｉｇｈ”レベルのと
きには、第１及び第２の制御信号は交互に論理値が変化
する。したがって、直流動作期間ＴＤ０におけるオン・
デユーティを広範囲にわたって制御することができ、高
圧放電灯Ｉｌａの状態に応じて供給電力を紺かく制御す
ることができる。

［発明の効果］ 本発明は、上述のように、直流電力と高周波電力を交互
に負荷に供給する負荷制御装置において、直流電力を供
給するモードでは、制御信号発生回路からの第１及び第
２の制御信号の論理値を同時に変化させ、高周波電力を
供給するモードでは、制御信号発生回路からの第１及び
第２の制御信号の論理値を交互に変化させるようにした
ので、特に、直流電力を供給するモードにおいて、制御
信号のオン・デユーティを広い範囲にわたって制御する
ことができるという効果があり、才な、両モードにおい
て、制御信号発生回路を共用できるので、回路構成が簡
単になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
本発明の第１実施例の回路図、第３図は同上の動作波形
図、第４図は本発明の第２実施例の回路図、第５図は本
発明の第３実施例の回路図、第６図及び第７図は同上の
動作波形図、第８図は本発明の第４実施例の回路図、第
９図は従来例の回路図、第１０図及び第１１図は同上の
動作波形図である。 Ａは制御信号発生回路、Ｂは負荷制御回路、Ｃはモード
切替回路、Ｄはモード切替信号発生回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、この直流電源をスイッチングして負
   荷に電力を供給する第１及び第２のスイッチング素子と
   を備え、一方のスイッチング素子のみがオン・オフ動作
   することにより負荷に直流電力を供給する第１のモード
   と、両方のスイッチング素子が交互にオン・オフ動作す
   ることにより負荷に高周波電力を供給する第２のモード
   とを交互に切り替える負荷制御装置において、第１のモ
   ードと第２のモードの切替信号を発生するモード切替信
   号発生回路と、前記モード切替信号に応じて、第１のモ
   ードでは同時に論理値が変化する第１及び第２の制御信
   号を発生し、第２のモードでは交互に論理値が変化する
   第１及び第２の制御信号を発生させる制御信号発生回路
   と、モード切替信号に応じて、第１のモードでは制御信
   号発生回路からの第１及び第２の制御信号を第１及び第
   ２のスイッチング素子にそれぞれ供給し、第２のモード
   では制御信号発生回路からの第１又は第２の制御信号を
   第１又は第２のスイッチング素子にのみ供給するモード
   切替回路とを備えることを特徴とする負荷制御装置。