JPH02177756A - 過電流保護機能付き給電回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［目　次］ 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第、４〜９図） 発明が解決しようとする課題（第１０図）課題を解決す
るための手段（第１図） 作用 実施例 （ａ）第１実施例の説明（第２図） （ｂ）第２実施例の説明（第３図） 発明の効果 ［概　要］ 時分割交換機の加入者回路における過電流保護機能を持
った給電回路に関し。

電話線をなすＡ線、Ｂ線のそれぞれの電流値を測定する
回路や判定回路を設けることなく、簡素な構成により、
給電回路の最大電流をＡ線、Ｂ線のそれぞれで独立に制
限できるようにすることを目的とし、 第１相互コンダクタンス増幅器、第２相互コンダクタン
ス増幅器およびこれらの増幅器間を結合するコンデンサ
を有する給電回路において、第１相互コンダクタンス増
幅器および第２相互コンダクタンス増幅器の各入力側に
、給電電流が一定値を超えるまでは導通せず該一定値を
超えると定電圧を示す電流制限用素子を設けるように構
成する。

［産業上の利用分野コ 本発明は、時分割交換機の加入者回路における過電流保
護機能を持った給電回路に関する。

一般に、給電回路は、交換機側に置かれ、電話線を通し
て各加入者の電話機に対しこれを動作させるための直流
電流を供給することを主たる目的としている。この給電
回路は上記電話線をなすＡ線およびＢ線の末端に接続さ
れるために、Ａ線およびＢ４ｆ！から見た交流信号に対
する入力インピーダンスが所定の値になるように設計さ
れなければならない、この入力インピーダンスは２種（
ｚＤＴ＋Ｚｃｔ）に大別され、下記条件を満足しなけれ
ばならない。

■差動信号（音声信号）に対する交流インピーダンスＺ
ＤＴが高いこと。

■同相信号（交流誘導等の有害交流信号）に対する交流
終端インピーダンスＺＣＴが低いこと。

■直流給電抵抗は、電話機が必要とする直流電流を供給
できる値、例えば数１００Ωであること。

上記の差動信号に対する交流終端インピーダンスＺＤＴ
はこれを減衰させないようにするため高いのが望ましく
、一方、上記の同相信号に対する交流終端インピーダン
スＺＣＴはこれを極力減衰させるようにするため低いの
が望ましい。

さらにまた、近年は同相信号に対する条件がきびしくな
っており、同相信号電流が直流給電電流よりも大きくな
ったとしても、音声信号に歪を生じさせないことが要求
されている。

一方、時分割交換機の加入者回路は、回線が屋内や屋外
を引き回されるため、これらが他の回線などに誤って接
続されることにより、地絡や混触を招くおそれがある。

このために、給電回路ではＡ線およびＢ線に過電流が流
れるおそれがあるが、かかる場合にこの過電流から給電
回路を保護しなければならないことは当然であり、上記
条件を満足しつつ、例えば地絡時や混触時に発生する過
電流を抑圧するという機能も併せ持たなければならない
。

［従来の技術］ 第４図は公知の給電回路の要部を示す電気回路図であり
、Ａｌ１４１側の演算増幅器１００ａ、抵抗１０１ａ、
１０２ａ　（抵抗値はそれぞれＲａｌ。

ＲａｚＬ　　トランジスタ１０３ａと、Ｂ線４２側の演
算増幅器１００ｂ、ｍ抗１０１ｂ、１０２’ｂ（抵抗値
はそれぞれＲｂ１．Ｒｂ、）、　トランジスタ１０３ｂ
とから主として構成される。Ａ　ｌｉ　４１側もＢ１４
２側も同様の動作をするので、Ａ、ｉｆ、４１側につい
てみると、制御電流ｉａを通電したとき、抵抗１０２ａ
の両端にはＲａ、Ｘｉａなる電圧が発生する。この電圧
は演算増幅器１００ａのイマジナリ−ショートにより、
抵抗１０１ａの両端にそのまま現れる。この結果、直流
給電電流Ｉ　ａ　［＝　（Ｒａ２Ｘｉ　ａ）／Ｒａ、コ
が加入者の電話機１０４に流れる。

なお、第４図の回路は、特開昭５７−４２２６３号公報
に開示されている。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、この特開昭５７−４２２６３号公報に開
示された給電回路は、前述の条件の、■および■を満足
するものの、既述した近年の傾向（同相信号電流が直流
給電電流より大となっても音声信号に歪を生じさせない
という要求）に対処することができない。なぜなら、同
公報に示す給電回路は、Ｂ線にコレクタが接続されるＰ
ＮＰ　トランジスタとへ線にコレクタが接続されるＮＰ
Ｎトランジスタとからなり、前者のＰＮＰトランジスタ
はそのコレクタからの直流電流の送出のみ、後者のＮＰ
Ｎトランジスタはそのコレクタからの直流電流の吸収の
みしか行なえず、それぞれ逆向きの直流電流の通電がで
きないからである。

このような状況に鑑み、本出願人は新たな回路を提案し
た。第５図は本発明が適用される給電回路の電気回路図
であり、この給電回路の構成は、加入者の電話機１０４
につながるＡ線４１に接続する出力端１９、反転入力端
１８および非反転入力端１７を備える演算増幅器１６と
、こ九に連係する抵抗群１１，１２，１３，１４，１５
とからなる第１相互コンダクタンス増幅器１ｏと、加入
者の電話機１０４につながるＢ線４２に接続する出力端
２９、反転入力端２８および非反転入力端２７を備える
演算増幅器２６と、これに連係する抵抗群２１，２２，
２３，２４．２５とからなる第２相互コンダクタンス増
幅器２ｏと、第１．第第２相互コンダクタンス増幅器の
反転久方側を結合するコンデンサ３０とからなる。

なお、この第５図において、２００，３００は給電端、
２０１，３０１は制御入力端、２０２゜３０２はバイア
ス入力端である。

この給電回路によれば、同相信号ｃｌ、ｃ２に対しては
見かけ上コンデンサ３０は無いのに等しくなるため、こ
の同相信号ｃｌ、ｃ２に対し目的とする低インピーダン
スを実現することができる。

また２この状態は直流給電電流について見た場合と同じ
である。

一方、差動信号ｄｉ、ｄ２に対しては、見かけ上コンデ
ンサ３０が２分割されて、その中点が仮想アースに接続
されるのと等価になるため、この差動信号ｄｉ、ｄ２に
対し目的とする高インピーダンスを実現する。

ここで、上記給電回路の動作原理を第６図、第７図およ
び第８図を参照しながら説明する。

第６図は上記給電回路の直流等価回路であり、所望の直
流給電抵抗が得られることを示す。なお、図中の抵抗の
抵抗値Ｒにつき、Ｒ工、＜Ｒ１２，Ｒ１１（添字の１１
．１２．１５はそれぞれ抵抗１１゜１２．１５について
のものであることを示す。以下、同様）なる関係を満た
すよう、予め設定される。直流給電については、コンデ
ンサ３０（第５図参照）は無いのに等しい。そして、こ
のようにコンデンサ３０が無いことは、抵抗１４．２４
（第５図参照）が無いのに等しい。ここで、第１相互コ
ンダクタンス増幅器１０側についてみると。

これに流入する直流電流Ｉａは。

Ｉ　ａ　＝　（Ｖ　ａ　Ｘ　Ｒ，ｚ／　（Ｒｚ２＋　Ｒ
ｔｔ）　）÷Ｒ１゜・・・・・・　（１） で表される。この電流Ｉａが（１）式によって表される
理由は次のとおりである。第５図において、直流に関し
ては、コンデンサ３０は、無限大のインピーダンスを示
すため、無いことに等しく　（ＯＰＥＮ）、抵抗（無限
大のインピーダンスに接続されるので）は一端が０ＰＥ
Ｎの状態である。従って抵抗１４は、回路的に何の影響
も与えないため、無いに等しい、このため抵抗１３のみ
演算増幅器１６の出力端１９、反転入力端１８間に接続
される形になる。抵抗１３は、出力端１９の信号をその
まま反転入力端１８にフィードバックすることになるが
、演算増幅器↓６の入力電流は極めて少ないため、抵抗
１３の電圧降下は無視できる（電流ゼロで、電圧信号の
みフィードバックする）。

従って、抵抗１３の値は０Ω（ショート）でもよく、い
わゆる、ボルテージホロワの形になる。

第６図において、回路にＶＡの電圧が加わると。

給電端２００と非反転入力端１７間の電圧ＶＸは、ＶＡ
をＲ１，とＲ１□で分圧した値になり、Ｖｘ＝　（Ｒ１
ｚ／　（Ｒｚｔ＋Ｒ１ｚ））　ＸＶＡである。非反転入
力端１７の電圧は、ボルテージホロワの出力がそのまま
現れるため、抵抗１５の両端にＶｘが印加されることに
なる。今、Ｒｌｓ　＜　Ｒ−ｚ　−Ｒ１□であるから、 Ｉａ＝Ｖス／Ｒ工。

＝（［Ｒｘｚ／　　（Ｒ１，１＋　Ｒ１２）　　］　　
Ｘ　ＶＡ）　　：　　Ｒｘｓとなる。

ここに、直流等価抵抗ＲＡ　（＝　ＶＡ／　Ｉ　ａ　）
は、上記（１）式を利用して。

Ｒｐ、＝　ＶＡ／　Ｉ　ａ ＝ＶＡ／（ＶＡＸＣＲｘｚ／（Ｒｚｚ＋Ｒｔ□）］　：
　Ｒｚｓ）＝　　［（Ｒｚｔ　＋　Ｒｚｚ）　　Ｘ　Ｒ
ｚｓコ　／Ｒ１２・　・　（２） となる。

この（２）式より明らかなように、３個の抵抗１１．１
２および１５の抵抗値を適当に設定すれば所望の抵抗Ｒ
Ａ（例えば数１００Ω）が得られる（既述の条件■に合
致）、また、抵抗ＲＡの精度もこれらの抵抗の抵抗値の
精度を上げることにより向上される。

一方、第２相互コンダクタンス増幅器２０の側について
も同様に直流等価抵抗ＲＢを設定でき、次式で表される
。

ＲＢ＝　［（Ｒａｔ　＋　Ｒ２２）　Ｘ　Ｒｚｓ］　／
　Ｒ２２・・・・・　（３） 第７図は上記給電回路の差動信号等価回路である。差動
信号ｄｉ、ｄ２に対しては、交流成分についての仮想ア
ースＥを中心に、コンデンサ３０′が２個直列につなが
ったものと等価に見える。各コンデンサ３０′の容量は
、第５図のコンデンサ３０の容量をＣｒａｂとすると、
ＣａｂＸ２である。このような等価回路になるのは、Ａ
線およびＢ線の差動信号ｄｉ、ｄ２が、図中、上下対称
に変動するからである。ここで、抵抗１４および２４の
抵抗値Ｒ工２．Ｒ１４に対し、ＲＬ４．Ｒ，、＋（１／
２ＫｆＣａｂ−−−−−（４）となるようにＣａｂを十
分大きく選べば（ｆは差動信号の最低周波数）、各コン
デンサ３０′にかかる電圧はほぼＯとなる。このことを
利用すると。

まず図中、■＋で示す点の電圧は、 ■＋＝　Ｖｉｎ［Ｒｚｘ／　（Ｒｚｚ　十Ｒｘ、）］（
ただし、Ｖｉｎは給電端２００に現れる電圧）で表され
るが、このＶ十が演算増幅器１６の、いわゆるイマジナ
リ−ショートによりｖ”＝ｖ−となることから、反転入
力端１８（−）での電圧Ｖ−は、 （ｖ、−ｖ−）／Ｒｔａ＝　（Ｖ−−０）／Ｒ１４・　
・　（６） （ただし、Ｖｏは演算増幅器１６の出力端１９の電圧） となる（右辺の分子の一〇は、コンデンサ３０′の両端
電圧が既述のように０となることを表す）。

この（６）式より、 Ｖｏ＝　［（ＲＢ＋Ｒｔ４）／Ｒ１４］　ｘｖ−・・・
・・・　（７） となる。この（７）式と、上記（５）式（Ｖ＋＝Ｖ−で
ある）とから、電流Ｉ　ａ　［＝　（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／
Ｒ１，コ　は。

Ｉ　ａ　＝（Ｖｉｎ／　Ｒ，、）Ｘ （［（Ｒ１２”Ｒ１□）／Ｒ，］−［（Ｒｔｉ”Ｒｚｓ
）／Ｒｔ４］で表されることになる。

ここで、Ｒよ、；Ｒ１４およびＲ１，＝　Ｒ１３となる
ように、抵抗１１，１２，１３および１４の各抵抗値を
予め設定したとすれば、上記（８）式のＩａは、Ｉａ＝
Ｏとなる。工ａ＝０ということは、差動信号ｄｉ、ｄ２
に対して高インピーダンスが実現されたことを意味する
（既述の条件■に合致）。

そして、第２相互コンダクタンス増幅器２０についても
、第１相互コンダクタンス増幅器１０と同様、差動信号
に対して高インピーダンスを実現する。

第８図は上記給電回路の同相信号等価回路である。同相
信号ｃｌ、ｃ２が侵入すると、第１相互コンダクタンス
増幅器１０における演算増幅器１６の非反転入力端１７
（＋）の電圧Ｖ＋とその反転入力端１８（−）の電圧Ｖ
−とは図示する波形で変化する。この変化は、第２相互
コンダクタンス増幅器２０の側でも全く同様である。そ
うすると、コンデンサ３ｏの両端には、同相信号ｃｌ。

ｃ２に関し、全く電圧が現れないことになる。つまり、
同相信号ｃｌ、ｃ２に関しては、コンデンサ３０は無い
のに等しい。

その結果、この同相信号等価回路は、第６図に示す直流
等価回路と同じになり、直流給電抵抗（例えば数１００
Ω）相当のインピーダンスが、同相信号に対するインピ
ーダンスとなり、低い値が得られる（既述の条件■に合
致）。

なお、上記第５図に示す給電回路の給電特性としては、
置皿的には一定の抵抗値を示すが、バイアス電圧の制御
で可変的な抵抗値を設定することもできる。

また、本出願人により給電回路用として次のような過電
流保護回路が提案されている。

第９図は上記過電流保護回路と給電回路とを示す電気回
路図である。この例では、過電流保護回路はＡ線４１、
Ｂ線４２の双方にあり、これら回路１および１′はとも
に同様の回路構成であるから回路１を代表して説明する
。なお、第９図中、第５〜８図と同じ符号はほぼ同様の
ものを示す。

過電流保護回路１は、電圧発生部とスイッチ部とからな
り、これらの電圧発生部とスイッチ部とは、演算増幅器
１６の非反転入力端１７および反転入力端１８間に、直
列接続される。電圧発生部は所定の一定電圧を発生する
一方、スイッチ部は過電流検出部４０によって選択的に
オンオフ制御される。

ところで、過電流保護回路１をなす電圧発生部はダイオ
ードブリッジ６からなり、同回路１をなすスイッチ部は
、単一のトランジスタスイッチ７からなる。

また、ダイオードブリッジ６の各辺にはダイオード６０
１〜６０４が組み込まれており、各ダイオードの順方向
電圧降下（およびトランジスタ７のオン電圧）によって
所定の一定電圧ｖＬを形成する。したがってこのＶＬが
大ならば、各辺のダイオードは多段に直列接続される。

このように、ダイオードブリッジ６を導入したことによ
り、次の２つの利点が得られる。第１の利点は、本来２
つ必要なスイッチ部が１つのトランジスタスイッチ７に
置き換えられることである。

これはダイオードブリッジの全波整流作用に基づくもの
である。

第２の利点は、過電流Ｉａの向きが正方向であれ、逆方
向であれ、第１のダイオードブリッジ６で対処できるこ
とであり、この第１のダイオードブリッジ６で電流方向
の自動反転をしている。その結果、スイッチ部はトラン
ジスタスイッチ７が１つあれば良いことになる。

ところで、この場合、検出電流１０が流れ、かつ、過電
流Ｉａが流れたとすると、Ｉａの大部分は抵抗１２．１
１を経てバイアス入力端２０２へ、並び抵抗１５を経て
演算増幅器１６に流入するが、抵抗Ｌ５，１３，１４を
経た電流はダイオード６０１、トランジスタスイッチ７
（１０によりオンとなっている）、ダイオード６０２を
経て、バイアス入力端２０２に至る。ここに、ダイオー
ド６０１および６０２の順方向電圧降下（２Ｖｐ）とト
ランジスタスイッチ７のコレクターエミッタ飽和電圧（
ＶＣＥＳＡＴ）の和が、上記一定電圧ｖＬを形成する。

逆に、検出電流１０が流れ、且つ、過電流１ａが流れた
とすると、Ｉａの大部分は抵抗１１，１２を経て給電端
２００に流出し、ならびに演算増幅器１６より流出する
が、抵抗１４．１３を経由する電流は、バイアス入力端
２０２よりダイオード６０４、トランジスタスイッチ７
（１０によりオンとなっている）、ダイオード６０３を
経て給電端２００に至る。

この場合も、ダイオード６０４および６０３の順方向電
圧降下（２ＶＦ）とトランジスタ７のコレクターエミッ
タ飽和電圧（Ｖ　ＣＥＳＡＴ）の和が、−定電圧ｖしを
形成する。

かくして、上記の一定電圧ｖしによって制限された給電
電流ＩａまたはＩａが流れ、過電流から給電回路を保護
することができる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような従来の第９図に示す過電流保
護機能付き給電回路では、過電流検出部がＡ線とＢ線と
の電流の差を検出しているため。

例えば、第１０図に示すように、給電回路４００のＡ、
１１４１．Ｂ線４２共に他の回線４００’のＡ線４１’
、Ｂ線４２′と混触していて、さらに他の回線４００　
’がレバース（Ａ線とＢ線の電位が反転すること）する
ことにより、Ａ線とＢ線とに流れる電流がほぼ同じ値（
Ｉ　ａ押Ｉ　ｂ）　　（この電流値は加入者回路のＡ、
Ｂ線を短絡した場合のように−殻内な給電時最大電流よ
りも大きい）になった場合は、給電回路を過電流から十
分に保護できないおそれがある。

これを解決するためには、Ａ線、Ｂ線のそれぞれの電流
値を測定する回路を設け、判定回路を設ければよいが、
これでは回路構成が複雑になり、コスト高を招く。

本発明は、このような問題点に鑑みなされたもので、電
話線をなすＡ線、Ｂ線のそれぞれの電流値を測定する回
路や判定回路を設けることなく、簡素な構成により、給
電回路の最大電流をＡ線。

Ｂ線のそれぞれで独立に制限できるようにした、過電流
保護機能付き＃１電回路を提供することを目的とする。

［３１１題を解決するための手段］ 第１図は本発明の原理ブロック図である。

この第１図に示す過電流保護回路機能付き給電回路は、
第５図に示す給電回路と同様に、第１相互コンダクタン
ス増幅器１０．第２相互コンダクタンス増幅器２０およ
び各相互コンダンタンス増幅器１０．２０の反転入力端
間を結合するコンデンサ３０とをそなえて構成されてい
る。なお、各相互コンダクタンス増幅器１０は、前述の
とおり。

加入者の電話機１０４につながるＡ線４１に接続する出
力端１９、反転入力端１８および非反転入力端１７を備
える演算増幅器１６と、これに連係する抵抗群１１，１
２，１３，１４．１５とからなり、第２相互コンダクタ
ンス増幅器２０は、加入者の電話機１０４につながるＢ
１４２に接続する出力端２９、反転入力端２８および非
反転入力端２７を備える演算増幅器２６と、これに連係
する抵抗群２１，２２，２３，２４，２５とからなる。

８．８′は電流制限用素子で、電流制限用素子８は第１
相互コンダクタンス増幅器１ｏの入力側に接続され、電
流制限用素子８′は第２相互コンダクタンス増幅器２０
の入力側に接続されており。

各電流制限用素子８，８′としては、給電電流が一定値
を超えるまでは導通せず一定値を超えると定電圧を示す
ような素子が使用される。

［作　用コ このような構成により、この給電回路によれば、同相信
号ｃｌ、ｃ２に対しては見かけ上コンデンサ３０は無い
のに等しくなるので、同相信号ｃｌ。

ｃ２に対しては目的とする低インピーダンスを実現する
一方、差動信号ｄｉ、ｄ２に対しては、見かけ上コンデ
ンサ３０が２分割されて、その中点が仮想アースに接続
されるのと等価になるので、差動信号ｄｉ、ｄ２に対し
ては目的とする高インピーダンスを実現するほか、給電
電流が一定値を超えるまでは、電流制限用素子８，８′
が導通せず、一定値超えると電流制限用素子８，８′が
定電圧を示すことにより、一定値以上の給電電流が給電
回路に流れることが防止される。

［実施例］ 以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

（ａ）第１実施例の説明 第２図は本発明の第１実施例を示す電気回路図で、この
第２図に示す過電流保護回路機能付き給電回路も、第５
図に示す給電回路と同様に、第１相互コンダクタンス増
幅器１０．第２相互コンダクタンス増幅器２０および各
相互コンダンタンス増幅器１０．２０の反転入力端間を
結合するコンデンサ３０とをそなえて構成されている。

なお、第１相互コンダクタンス増幅器１０．第２相互コ
ンダク°タンス増幅器２０およびコンデンサ３０につい
ての構成や相互の接続関係は既述のとおりであるので、
その説明は省略する。また、この第２図において、第５
図と同じ符号はほぼ同様のものを示す。

８１．８２，８１　’、８２　’は電流制限用素子とし
てのツェナーダイオードで、ツェナーダイオード８１．
８２は第１相互コンダクタンス増幅器１０の入力側（制
御入力端２０１とバイアス入力端２０２との間）にバッ
クツーバック状態（双方向）で接続され、ツェナーダイ
オード８１’、８２′は第２相江フンダクタンス増幅器
２０の入力側（制御入力端３０１とバイアス入力端３０
２との間）にバックツーバック状態（双方向）で接続さ
れている。

そして、これらの素子８１，８２．８１’、８２′は、
給電電流が一定値を超えるまでは導通せず一定値を超え
ると定電圧を示すものである。

上述の構成により、二の給電回路によれば、同相信号ｃ
ｌ、ｃ２に対しては見かけ上コンデンサ３０は無いのに
等しくなるため、この同相信号Ｃ１、ｃ２に対しては目
的とする低インピーダンスを実現する一方、差動信号ｄ
ｉ、ｄ２に対しては、見かけ上コンデンサ３０が２分割
されて、その中点が仮想アースに接続されるのと等価に
なるため、この差動信号ｄｉ、ｄ２に対しては目的とす
る高インピ・−ダンスを実現することができるほか、給
電電流が一定値を超えるまでは、ツェナーダイオード８
１，８２；８１’、８２’が導通せず、−定値を超える
とツェナーダイオード８１，８２；８１’、８２’が定
電圧（ツェナーダイオード対のドロップ電圧Ｖｚは約７
ボルト）を示すことにより、一定値以上の給電電流が給
電回路に流れることが防止される。

次に、給電電流がなぜ制限されるのかという点について
、Ａ線４１側を例にして説明する。なお、Ｂ線４２側に
ついてもＡ線４１側での説明が同様にして適用できるの
で、Ｂａ４２側についての説明は省略する。

まず、抵抗１４はコンデンサ３０により直流的に切り離
されているため、直流電流は抵抗１４に流れず、更に抵
抗１３も演算増幅器１６のフィードバックの電流以外流
れない。演算増幅器１６は、前述の如く、イマジナリ−
ショートの状態で動作するので、通常の給電状態では反
転入力端１８と非反転入力端１７、またこの回路では出
力端１９が全て同電位となる。

一方、抵抗１５に流れる電流による電圧降下は抵抗１２
の両端の電圧に等しく、又抵抗１２，１３の各値が等し
いとすると、抵抗１１の両端の電圧降下も抵抗１５のそ
れに等しい。抵抗１４においては、直流的に電圧降下は
Ｏであるから、制御入力端２０１とバイアス入力＠２ｏ
２との間の電圧降下は抵抗１１の電圧降下に等しい。

したがって、ツェナーダイオード８１．８２を第２図の
ように接続すると、ツェナー電圧Ｖｚで決まる給電電流
Ｉ　ａ　［＝　Ｖｚ／　Ｒｚｓ］に制限することができ
るのである。

これにより、電流検出回路や比較判定回路を新たに設け
なくても、単純な構成で、給電電流を制限できる。

なお、給電が一方向のみでよい場合は、ツェナーダイオ
ード８１（８１’）または８２（８２’）を１つ設けれ
ばよい。

（ｂ）第２実施例の説明 第３図は本発明の第２実施例を示す電気回路図で、この
第３図に示すものは、既述した本出願人による給電回路
用過電流保護回路を改良したものである。すなわち、こ
の例では、過電流保護回路はＡｇ４１，８ｍ４２の双方
にあるが、これら回路１および１′はともに同様の回路
構成であるがら１回路１を代表して説明すると、過電流
保護回路１は、電圧発生部としてのダイオードブリッジ
６とスイッチ部としての単一のトランジスタスイッチ７
とからなり、これらのダイオードブリッジ６とトランジ
スタスイッチ７とは演算増幅器１６の非非反転入力端１
７および非反転入力端１８間に、直列接続されている。

そして、ダイオードブリッジ６は所定の一定電圧を発生
する一方、トランジスタスイッチ７は過電流検出部４０
によって選択的にオンオフ制御されるようになっている
。

ところで、ダイオードブリッジ６の各辺にはダイオード
６００〜６０４が組み込まれており、各ダイオードの順
方向電圧降下（およびトランジスタ７のオン電圧）によ
って所定の一定電圧ｖしを形成するに のように、ダイオードブリッジ６を導入したことにより
、スイッチ部として１つのトランジスタスイッチ７に置
き換えられるほか、過電流Ｉａの向きが正方向であれ、
逆方向であれ、第１のダイオードブリッジ６で対処でき
る（理由については既述）。

ところで、この場合、検出電流１０が流れ、かつ、過電
流ＩａまたはＩａが流れたとすると、ダイオード６０１
，６０２または６０４，６０３の順方向電圧降下（２Ｖ
Ｆ）とトランジスタスイッチ７のコレクターエミッタ飽
和電圧（ＶＣＥＳＡＴ）の和で決まる一定電圧ｖＬにな
る。かくして、■しによって制限された給電電流Ｉａま
たはＩａが流れ、過電流から給電回路を保護することが
できる。

しかし、この場合、過電流検出部４０がＡ線とＢ線との
電流の差を検出しているため、Ａ線、Ｂ線共に他の回線
と混触していて、さらに他の回線がレバース（Ａ線とＢ
線の電位が反転すること）することにより、Ａ線とＢ線
とに流れる電流がほぼ同じ値（この電流値は加入者回路
のＡ、Ｂ端子を短絡した場合のように一般的な給電時最
大電流よりも大きい）になった場合は、給電回路を過電
流から十分に保護できないおそれがあるので、第１．２
相互コンダクタンス増幅器１０．２０の各入力側に、給
電電流が一定値を超えるまでは導通せず一定値を超える
と定電圧を示す電流制限用素子としてのツェナーダイオ
ード８３．８３’を接続することにより、上記のように
Ａ線、Ｂ線共に他の回線と混触していて、さらに他の回
線がレバースすることにより、ＡｍとＢ線とに流れる電
流がほぼ同じ値になったような場合でも、過電流が生じ
ないようにしている。

すなわち、ダイオードブリッジ６．６′の両端にツェナ
ーダイオード８３．８３’を設けている。

これにより、給電電流が一定値を超えるまではツェナー
ダイオード８３．８３’が導通せず一定値を超えるとツ
ェナーダイオード８３．８３’が定電圧を示すので、仮
りに大きな過電流が流れても。

ツェナーダイオード８３．８３’の定電圧によって決ま
る電流以上の電流は流れないのである。

このようにして、この第２実施例においても、Ａ線とＢ
線とに流れる電流がほぼ同じ値の過電流になるようなお
それがある場合でも、電流検出回路や比較判定回路を新
たに設けずに、単純な構成で、給電電流を独立に制限で
きるのである。そして、この実施例の場合は、ツェナー
ダイオードの数は各ダイオードブリッジ６．６′につい
て１つずつでよく、コスト的に優れているという利点も
ある。

（Ｃ）その他 なお、電流制限用素子としては、ツェナーダイオード以
外に、例えばバリスタを使用してもよい。

［発明の効果］ 以上詳述したように、本発明の過電流保護回路機能付き
給電回路によれば、給電回路を構成する第１相互コンダ
クタンス増幅器および第２相互コンダクタンス増幅器の
各入力側に、給電電流が一定値を超えるまでは導通せず
一定値を超えると定電圧を示す電流制限用素子を設ける
という簡素な構成で、給電回路の電流制限を独立に行な
うことができ、特に給電回路間でレバース状態で混触が
起こった場合など、Ａ線とＢ線とで電流差が生じない回
路の異常に対して、電流制限を確実に行なえるという利
点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の詳細な説明する電気回路図、第２図は
本発明の第１実施例を示す電気回路図、第３図は本発明
の第２実施例を示す電気回路図、第４図は公知の給電回
路の要部を示す電気回路図、 第５図は本発明が適用される給電回路の電気回路図、 第６図は本発明が適用される給電回路の直流等価回路図
、 第７図は本発明が適用される給電回路の差動信号等価回
路図。 第８図は本発明が適用される給電回路の同相信号等価回
路図、 第９図は過電流保護回路機能付き給電回路の電気回路図
、 第１０図は給電回路間でレバース状態で混触が起こった
場合を説明する図である。 図において、 １，１′は過電流保護回路、 ６．６′はダイオードブリッジ、 ７．７′はトランジスタスイッチ、 ８は電流制限用素子、 １０は第１相互コンダクタンス増幅器、】−１〜ＩＳは
抵抗、 １６は演算増幅器、 １７は非反転入力端。 １８は反転入力端、 １９は出力端、 ２０は第２相互コンダクタンス増幅器。 ２１〜２５は抵抗、 ２６は演算増幅器、 ２７は非反転入力端。 ２８は反転入力端、 ２９は出力端。 ４０は過電流検出部。 ４１はＡ線。 ４２はＢ線、 １１〜１５−一一紙桟 １６−−−演Ｉ輻器 ２ｏ−−一篤２尾互」ンｄηグンス井Ｉ晶品２１−２５
−−−脈机 ２６−−膚１ｊｌｌ精器 ３０−−−コン丁°ンブ ４１−−−ＡＭ ４２−一一日碌 ＋０４−−一電す冶禍 本発明の詳細な説明する電、気回路口 第１図 ８１〜８３．８１’〜８３′はツェナーダイオ−阻 １０３は電話機、 ２００は給電端。 ２０１、は制御入力端。 ２０２はバイアス入力端、 ３００は給電端、 ３０１は制御入力端、 ３０２はバイアス入力端、 ６０１〜６０４，６０１　’〜６０４′はダイオードで
ある。 ４ｌ−−Ａ線 ４２−−８ａ １０４−一一電２話機 公知Ｑ給電回路の要部を示す１１１回路図第４図 １０−ｍ−第１屈互コング゛ググンス増幅器１１〜１５
−一一セへυ℃ １ｅ　−−−ｚａ着令隘器 ２０−一第２オロ互」ンヴ力ンス多−描膓２１〜２５−
−−訂（七℃ ２６−−刃ｆｌＬよ曽幅各呂 ３０−−コンデ“ンプ ４ｌ−−−Ａ線 ４２−−−８課 ８１．８１°、８２．８２’　−−−ツェナーグイオー
ド１０４−−−薩話楊 本発明のＭｌ寅力１ｆ１１乞示１電気回路図第２図 １０−一一第１相互」ンｌ゛ググンス増幅襲ｌ　１〜１
５−ｍ−七人υ℃ １６−−−演算噌幡易 ２０−一第２相互コングηｌンス渚描品２１〜２５−一
抵七℃ ２６−−、％号ｔｊ曽幅ｇ呂 ３０−一−コンア“ンサ ４ｌ−−−Ａａ ４２−一一日線 １０４−一一道話禍 本発明が適用されろ給電回路／）直流等価回路図第６図 本発明が適用される給電回路を示′″′Ｆ亀気回路図第
５図 本発明が適用されろ給電回路の差動信号等価回ＩＩ！を
図第７図 ４１４１’−−−Ａ碌 本発明が適用さ漱る給電回路の同相信号等価回路図竺 口 「蘭

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　加入者の電話機（１０４）につながるＡ線（４１）に
   接続され、演算増幅器（１６）と、これに連係する抵抗
   群（１１、１２、１３、１４、１５）とからなる第１相
   互コンダクタンス増幅器（１０）と、 該加入者の電話機（１０４）につながるＢ線（４２）に
   接続され、演算増幅器（２６）と、これに連係する抵抗
   群（２１、２２、２３、２４、２５）とからなる第２相
   互コンダクタンス増幅器（２０）と、 該第１、第２相互コンダクタンス増幅器の反転入力端間
   を結合するコンデンサ（３０）とを有する給電回路にお
   いて、 該第１相互コンダクタンス増幅器（１０）および該第２
   相互コンダクタンス増幅器（２０）の各入力側に、給電
   電流が一定値を超えるまでは導通せず該一定値を超える
   と定電圧を示す電流制限用素子（８、８′）が設けられ
   ていることを特徴とする、過電流保護機能付き給電回路
   。