JPH02182020A - スイッチング駆動回路 - Google Patents
スイッチング駆動回路Info
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 47
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims abstract description 11
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、スイッチング電源装置等に於けるスイッチン
グ素子を駆動するスイッチング駆動回路に関するもので
ある。
グ素子を駆動するスイッチング駆動回路に関するもので
ある。
スイッチング電源装置は、トランスの一次巻線にＭＯＳ
Ｆ ＥＴ等のスイッチング素子を接続し、トランスの
二次巻線に接続した整流平滑回路の出力の直流出力電圧
が設定値となるように、スイッチング素子のオン期間等
を制御するものである。
Ｆ ＥＴ等のスイッチング素子を接続し、トランスの
二次巻線に接続した整流平滑回路の出力の直流出力電圧
が設定値となるように、スイッチング素子のオン期間等
を制御するものである。
このようなスイッチング電源装置に於いては、小型化等
を図る為に、数１００ＫＨｚ以上の高周波スイッチング
動作を行わせる構成が採用されており、それに伴って高
速動作のスイッチング素子が使用され、このスイッチン
グ素子を駆動する為の効率向上が要望されている。
を図る為に、数１００ＫＨｚ以上の高周波スイッチング
動作を行わせる構成が採用されており、それに伴って高
速動作のスイッチング素子が使用され、このスイッチン
グ素子を駆動する為の効率向上が要望されている。
従来例のスイッチング駆動回路は、例えば、第４図に示
すように、メインスイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ２１をオンとする為のスイッチング素子２３
と、オフとする為のスイッチング素子２４とを備え、ス
イッチング素子２３をオン、スイッチング素子２４をオ
フとすると、直流電源２２から電界効果トランジスタ２
１のゲート・ソース間に電圧が印加され、そのゲート・
ソース間容ｌｃｇｓを充電する電流１ｇｌがスイッチン
グ素子２３を介して流れ、電界効果トランジスタ２１は
オンとなる。
すように、メインスイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ２１をオンとする為のスイッチング素子２３
と、オフとする為のスイッチング素子２４とを備え、ス
イッチング素子２３をオン、スイッチング素子２４をオ
フとすると、直流電源２２から電界効果トランジスタ２
１のゲート・ソース間に電圧が印加され、そのゲート・
ソース間容ｌｃｇｓを充電する電流１ｇｌがスイッチン
グ素子２３を介して流れ、電界効果トランジスタ２１は
オンとなる。
又スイッチング素子２３をオフ、スイッチング素子２４
をオンとすると、電界効果トランジスタ２１のゲート・
ソース間がスイッチング素子２４を介して短絡され、ゲ
ート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷による電流１ｇ２
がスイッチング素子２４を介して流れ、電界効果トラン
ジスタ２１はオフとなる。
をオンとすると、電界効果トランジスタ２１のゲート・
ソース間がスイッチング素子２４を介して短絡され、ゲ
ート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷による電流１ｇ２
がスイッチング素子２４を介して流れ、電界効果トラン
ジスタ２１はオフとなる。
このように電界効果トランジスタ２１がオンとなると、
スイッチング電源装置に於いては、直流電源２７からト
ランス２５の一次巻線に電流が流れ、そのトランス２５
の二次巻線に誘起した電圧が整流平滑回路２６により整
流平滑化されて直流出力電圧となる。この直流出力電圧
が設定値となるように、図示を省略した制御回路によっ
て、電界効果トランジスタ２１のオン、オフが制御する
為に、スイッチング素子２３．２４が制御されることに
なる。
スイッチング電源装置に於いては、直流電源２７からト
ランス２５の一次巻線に電流が流れ、そのトランス２５
の二次巻線に誘起した電圧が整流平滑回路２６により整
流平滑化されて直流出力電圧となる。この直流出力電圧
が設定値となるように、図示を省略した制御回路によっ
て、電界効果トランジスタ２１のオン、オフが制御する
為に、スイッチング素子２３．２４が制御されることに
なる。
第５図は動作説明図であり、（ａｌはスイッチング素子
２３のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動作、（ｂ）はス
イッチング素子２４のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動
作、ｔｃ＋はスイッチング素子２３を介して電界効果ト
ランジスタ２１のゲートに流れる電流１ ｇ １ 、（
ｄ）はスイッチング素子２４を介して電界効果トランジ
スタ２１のゲートから流れる電流１ｇ２、（ｅ）は電界
効果トランジスタ２１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ
及びドレイン電流１ｄの一例を示す。
２３のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動作、（ｂ）はス
イッチング素子２４のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動
作、ｔｃ＋はスイッチング素子２３を介して電界効果ト
ランジスタ２１のゲートに流れる電流１ ｇ １ 、（
ｄ）はスイッチング素子２４を介して電界効果トランジ
スタ２１のゲートから流れる電流１ｇ２、（ｅ）は電界
効果トランジスタ２１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ
及びドレイン電流１ｄの一例を示す。
電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間容ｉ１ｃ
ｇｓは数１．０００ ｐ Ｆ程度であり、スイッチング
素子２４をオフ、スイッチング素子２３をオンとした時
に、直流電源２２からそのゲート・ソース間容量Ｃｇｓ
を充電するように、ｆｃ）に示す電流１ｇｌが流れ、電
界効果トランジスタ２１はオンとなる。それにより、ｔ
ｅ＋に示すようにドレイン電流１ｄが流れ、トランス２
５の一次巻線にその電流Ｉｄを供給することができる。
ｇｓは数１．０００ ｐ Ｆ程度であり、スイッチング
素子２４をオフ、スイッチング素子２３をオンとした時
に、直流電源２２からそのゲート・ソース間容量Ｃｇｓ
を充電するように、ｆｃ）に示す電流１ｇｌが流れ、電
界効果トランジスタ２１はオンとなる。それにより、ｔ
ｅ＋に示すようにドレイン電流１ｄが流れ、トランス２
５の一次巻線にその電流Ｉｄを供給することができる。
又スイッチング素子２３をオフ、スイッチング素子２４
をオンとした時に、電界効果トランジスタ２１のゲート
・ソース間容量Ｃｇｓに充電された電荷が放電し、（ｄ
ｌに示す電流Ｉｇ２が流れ、電界効果トランジスタ２１
はオフとなる。従って、電界効果トランジスタ２１のド
レイン・ソース間電圧Ｖｄｓは（ａ）に示すように直流
電源２７の電圧に対応した値となる。
をオンとした時に、電界効果トランジスタ２１のゲート
・ソース間容量Ｃｇｓに充電された電荷が放電し、（ｄ
ｌに示す電流Ｉｇ２が流れ、電界効果トランジスタ２１
はオフとなる。従って、電界効果トランジスタ２１のド
レイン・ソース間電圧Ｖｄｓは（ａ）に示すように直流
電源２７の電圧に対応した値となる。
前述のように、従来例のスイッチング駆動回路に於いて
は、電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間容量
Ｃｇｓに、直流電源２２の電圧をＶｇとすると、 Ｅｇ＝ （１／２）Ｃｇ ｓ −Ｖｇ” −−
（１１のエネルギが蓄積される。この蓄積エネルギは、
スイッチング素子２４をオンとすることにより放出され
る。従って、電界効果トランジスタ２１をオンとする毎
に、直流電源から（１１式に示すエネルギを供給する必
要があり、スイッチング周波数を高くするに従って電界
効果トランジスタ２１の駆動電力が大きくなる欠点が生
じる。
は、電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間容量
Ｃｇｓに、直流電源２２の電圧をＶｇとすると、 Ｅｇ＝ （１／２）Ｃｇ ｓ −Ｖｇ” −−
（１１のエネルギが蓄積される。この蓄積エネルギは、
スイッチング素子２４をオンとすることにより放出され
る。従って、電界効果トランジスタ２１をオンとする毎
に、直流電源から（１１式に示すエネルギを供給する必
要があり、スイッチング周波数を高くするに従って電界
効果トランジスタ２１の駆動電力が大きくなる欠点が生
じる。
本発明は、前述のような電界効果トランジスタ等のスイ
ッチング素子の駆動電力を低減することを目的とするも
のである。
ッチング素子の駆動電力を低減することを目的とするも
のである。
本発明のスイッチング駆動回路は、共振電流を利用して
駆動電力を低減するものであり、第１図を参照して説明
する。
駆動電力を低減するものであり、第１図を参照して説明
する。
周期的にオンとなって直流電源２からコンデンサ３を充
電する第１のスイッチング素子４と、この第１のスイッ
チング素子４のオフ期間にオンとなって、電界効果トラ
ンジスタ等のメインスイソチング素子ｌのゲートにコン
デンサ３の端子電圧を印加して、このメインスイッチン
グ素子１をオンとする為の第２のスイッチング素子５と
、第１及び第２のスイッチング素子４，５のオフ期間に
オンとなって、メインスイッチング素子１のゲート・ソ
ース間容量のような寄生容量と共振用インダクタンス６
とコンデンサ３との直列共振回路にダイオード７を介し
て半波の共振電流が流れて、寄生容量の充電電荷がコン
デンサ３に放出されるように制御される第３のスイッチ
ング素子８とを備えたものである。
電する第１のスイッチング素子４と、この第１のスイッ
チング素子４のオフ期間にオンとなって、電界効果トラ
ンジスタ等のメインスイソチング素子ｌのゲートにコン
デンサ３の端子電圧を印加して、このメインスイッチン
グ素子１をオンとする為の第２のスイッチング素子５と
、第１及び第２のスイッチング素子４，５のオフ期間に
オンとなって、メインスイッチング素子１のゲート・ソ
ース間容量のような寄生容量と共振用インダクタンス６
とコンデンサ３との直列共振回路にダイオード７を介し
て半波の共振電流が流れて、寄生容量の充電電荷がコン
デンサ３に放出されるように制御される第３のスイッチ
ング素子８とを備えたものである。
メインスイッチング素子１のゲート・ソース間容量Ｃｇ
ｓ等の寄生容量と、コンデンサ３と、共振用インダクタ
ンス６とにより、第３のスイッチング素子８をオンとし
た時に直列共振回路が形成され、ダイオード７によりそ
の共振電流の半波が流れるものである。第２図は動作説
明図であり、（１１は第２のスイッチング素子５、（２
）は第３のスイッチング素子８、（３）は第１のスイッ
チング素子４のそれぞれオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）
動作を示し、（４）は第１のスイッチング素子４がオン
となった時に直流型Ｒ２から供給される電流１１を示す
。又（５）はメインスイッチング素子１のゲート・ソー
ス間容ｆＪＣｇｓによるゲート・ソース間電圧Ｖ ｇ
３ 、＋６１はコンデンサ３の端子電圧Ｖ ｃ 、 （
７）はダイオード７を流れる電流１２ 、（８１はメイ
ンスイッチング素子１のゲートに流れる電流Ｉ３の一例
を示す。
ｓ等の寄生容量と、コンデンサ３と、共振用インダクタ
ンス６とにより、第３のスイッチング素子８をオンとし
た時に直列共振回路が形成され、ダイオード７によりそ
の共振電流の半波が流れるものである。第２図は動作説
明図であり、（１１は第２のスイッチング素子５、（２
）は第３のスイッチング素子８、（３）は第１のスイッ
チング素子４のそれぞれオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）
動作を示し、（４）は第１のスイッチング素子４がオン
となった時に直流型Ｒ２から供給される電流１１を示す
。又（５）はメインスイッチング素子１のゲート・ソー
ス間容ｆＪＣｇｓによるゲート・ソース間電圧Ｖ ｇ
３ 、＋６１はコンデンサ３の端子電圧Ｖ ｃ 、 （
７）はダイオード７を流れる電流１２ 、（８１はメイ
ンスイッチング素子１のゲートに流れる電流Ｉ３の一例
を示す。
第２のスイッチング素子５がオンとなると、コンデンサ
３からメインスイッチング素子１のゲート・ソース間容
量Ｃｇｓを充電する電流が（８）に示すように流れ、コ
ンデンサ３の端子電圧Ｖｃは（６）に示すように低下す
る。又ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは（５）に示すよう
に高くなる。そして、メインスイッチング素子１はター
ンオンする。
３からメインスイッチング素子１のゲート・ソース間容
量Ｃｇｓを充電する電流が（８）に示すように流れ、コ
ンデンサ３の端子電圧Ｖｃは（６）に示すように低下す
る。又ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは（５）に示すよう
に高くなる。そして、メインスイッチング素子１はター
ンオンする。
次に第２のスイッチング素子５をオフ、第３のスイッチ
ング素子８をオンとすると、前述のように直列共振回路
が形成され、ダイオード７を介して（７）に示す共振電
流の半波の電流Ｉ２が流れ、メインスイッチング素子ｌ
のゲート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷が完全にコン
デンサ３に流入して、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓはＯ
となり、メインスイッチング素子１はターンオフし、コ
ンデンサ３の端子電圧Ｖｃは流入した電流Ｉ２により上
昇する。即ち、メインスイッチング素子１をターンオン
する為に寄生容量に充電された電荷が、コンデンサ３に
帰還されて、次のターンオン制御の時に、コンデンサ３
から供給されることになるから、理想的には、コンデン
サ３の初期充電を行えば、直流電源２を省略することが
できる。
ング素子８をオンとすると、前述のように直列共振回路
が形成され、ダイオード７を介して（７）に示す共振電
流の半波の電流Ｉ２が流れ、メインスイッチング素子ｌ
のゲート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷が完全にコン
デンサ３に流入して、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓはＯ
となり、メインスイッチング素子１はターンオフし、コ
ンデンサ３の端子電圧Ｖｃは流入した電流Ｉ２により上
昇する。即ち、メインスイッチング素子１をターンオン
する為に寄生容量に充電された電荷が、コンデンサ３に
帰還されて、次のターンオン制御の時に、コンデンサ３
から供給されることになるから、理想的には、コンデン
サ３の初期充電を行えば、直流電源２を省略することが
できる。
しかし、各部の回路損失が僅かでも存在するから、その
損失を補充する為に、直流電源２から第１のスイッチン
グ素子４をオンとしてコンデンサ３に（４）に示す電流
Ｉ、を流して充電することになる。この場合、共振電流
の半波により充電されたコンデンサ３の端子電圧をＶｃ
１、直流電源２からの電流１．により充電されたコンデ
ンサ３の端子電圧をＶｃ２とすると、直流電源２から供
給するエネルギＥｃは、 Ｅｃ−（１／２）Ｃｇ ｓ （Ｖｃ ２” −Ｖｃ
１２ ）となる。そして（Ｖｃ ２” −Ｖｃ ｌ”
）＜ＶＨ２の関係となるから、（１）式と比較すれば
明らかなように、ごのエネルギＥｃは僅かとなり、駆動
電力を低減することができる。
損失を補充する為に、直流電源２から第１のスイッチン
グ素子４をオンとしてコンデンサ３に（４）に示す電流
Ｉ、を流して充電することになる。この場合、共振電流
の半波により充電されたコンデンサ３の端子電圧をＶｃ
１、直流電源２からの電流１．により充電されたコンデ
ンサ３の端子電圧をＶｃ２とすると、直流電源２から供
給するエネルギＥｃは、 Ｅｃ−（１／２）Ｃｇ ｓ （Ｖｃ ２” −Ｖｃ
１２ ）となる。そして（Ｖｃ ２” −Ｖｃ ｌ”
）＜ＶＨ２の関係となるから、（１）式と比較すれば
明らかなように、ごのエネルギＥｃは僅かとなり、駆動
電力を低減することができる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
１１はメインスイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ） 、１２は直流電源、１３はコ
ンデンサ、１４は第１のスイッチング素子としての電界
効果トランジスタ、１５は第２のスイッチング素子とし
ての電界効果トランジスタ、１６は共振用インダクタン
ス、１７はダイオード、１８は第３のスイッチング素子
としての電界効果トランジスタ、１９は制御回路である
。
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ） 、１２は直流電源、１３はコ
ンデンサ、１４は第１のスイッチング素子としての電界
効果トランジスタ、１５は第２のスイッチング素子とし
ての電界効果トランジスタ、１６は共振用インダクタン
ス、１７はダイオード、１８は第３のスイッチング素子
としての電界効果トランジスタ、１９は制御回路である
。
以下簡単化の為に各スイッチング素子としての電界効果
トランジスタをトランジスタと略称する。
トランジスタをトランジスタと略称する。
制御回路１９にトランジスタ１１のオン、オフを制御す
る制御信号が加えられ、第１〜第３のスイッチング素子
としてのトランジスタ１４，１５．１８を制御するゲー
ト信号３１．Ｓ２．Ｓ３が出力される。このゲート信号
ｓ１は第２図の（３）、ゲート信号Ｓ２は第２図の（１
）、ゲート信号ｓ３は第２図の（２）に対応する。従っ
て、制御回路１９は比較的簡単な論理回路等により実現
することができる。
る制御信号が加えられ、第１〜第３のスイッチング素子
としてのトランジスタ１４，１５．１８を制御するゲー
ト信号３１．Ｓ２．Ｓ３が出力される。このゲート信号
ｓ１は第２図の（３）、ゲート信号Ｓ２は第２図の（１
）、ゲート信号ｓ３は第２図の（２）に対応する。従っ
て、制御回路１９は比較的簡単な論理回路等により実現
することができる。
この制御回路１９にトランジスタ１１のオン信号が加え
られると、トランジスタ１５にゲート信号Ｓ２が加えら
れ、コンデンサ１３からトランジスタ１５を介してトラ
ンジスタ１１のゲートに電圧が印加され、ゲート・ソー
ス間容量Ｃｇｓが充電されてトランジスタ１１はターン
オンする。
られると、トランジスタ１５にゲート信号Ｓ２が加えら
れ、コンデンサ１３からトランジスタ１５を介してトラ
ンジスタ１１のゲートに電圧が印加され、ゲート・ソー
ス間容量Ｃｇｓが充電されてトランジスタ１１はターン
オンする。
トランジスタ１１をターンオフする場合は、トランジス
タ１８にゲート信号Ｓ３が加えられ、トランジスタ１８
はオン、又トランジスタ１５はオフとなり、トランジス
タ１８を介して、コンデンサ１３と、トランジスタ１１
のゲート・ソース問答ＩＣｇｓと、共振用インダクタン
ス１６と、ダイオード１７とを含む直列共振回路が形成
され、ダイオード１７により共振電流の半波が流れる。
タ１８にゲート信号Ｓ３が加えられ、トランジスタ１８
はオン、又トランジスタ１５はオフとなり、トランジス
タ１８を介して、コンデンサ１３と、トランジスタ１１
のゲート・ソース問答ＩＣｇｓと、共振用インダクタン
ス１６と、ダイオード１７とを含む直列共振回路が形成
され、ダイオード１７により共振電流の半波が流れる。
それによって、トランジスタ１１のゲート・ソース問答
ＩＣｇｓの充電電荷はコンデンサ１３に転送されて、ト
ランジスタ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは０とな
り、トランジスタ１１はターンオフする。
ＩＣｇｓの充電電荷はコンデンサ１３に転送されて、ト
ランジスタ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは０とな
り、トランジスタ１１はターンオフする。
従って、コンデンサ１３からトランジスタ１５を介して
トランジスタ１１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓに充電
された電荷は、トランジスタ１８を介して共振電流の半
波によりコンデンサ１３に戻されることになり、各部の
損失を零とすると、コンデンサ１３に初期充電しておけ
ば、このコンデンサ１３の充電電荷を利用して、トラン
ジスタ１１のオン、オフ駆動を行うことができる。
トランジスタ１１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓに充電
された電荷は、トランジスタ１８を介して共振電流の半
波によりコンデンサ１３に戻されることになり、各部の
損失を零とすると、コンデンサ１３に初期充電しておけ
ば、このコンデンサ１３の充電電荷を利用して、トラン
ジスタ１１のオン、オフ駆動を行うことができる。
しかし、実際には、各部の抵抗分により損失が生じるか
ら、トランジスタ１５．１８のオフ期間内に、トランジ
スタ１４にゲート信号Ｓ１を加えてオンとし、直流電源
１２からコンデンサ１３に損失分を補充するように充電
する。即ち、第２図の（３）に示すようにオン（ＯＮ）
とし、（４）に示すように、直流電源からコンデンサに
電流１．を供給するものである。その場合、直流電源１
２がらコンデンサ１３への充電が完了すれば、トランジ
スタ１４をオフとすることができるものである。即ち、
第２図の（３）のオン（ＯＮ）期間を短くすることも可
能である。
ら、トランジスタ１５．１８のオフ期間内に、トランジ
スタ１４にゲート信号Ｓ１を加えてオンとし、直流電源
１２からコンデンサ１３に損失分を補充するように充電
する。即ち、第２図の（３）に示すようにオン（ＯＮ）
とし、（４）に示すように、直流電源からコンデンサに
電流１．を供給するものである。その場合、直流電源１
２がらコンデンサ１３への充電が完了すれば、トランジ
スタ１４をオフとすることができるものである。即ち、
第２図の（３）のオン（ＯＮ）期間を短くすることも可
能である。
前述のように、直流電源からコンデンサに供給する電流
■１は、トランジスタ１１を駆動する為の電流Ｉ３に比
較して僅かで済むことになり、従来例に比較して駆動電
力を低減し、効率を向上することができる。
■１は、トランジスタ１１を駆動する為の電流Ｉ３に比
較して僅かで済むことになり、従来例に比較して駆動電
力を低減し、効率を向上することができる。
本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではなく
、バイポーラ・トランジスタ等により第１〜第３のスイ
ッチング素子を構成することも可能であり、又メインス
イッチング素子として他の電圧駆動型半導体素子を用い
ることも可能である。
、バイポーラ・トランジスタ等により第１〜第３のスイ
ッチング素子を構成することも可能であり、又メインス
イッチング素子として他の電圧駆動型半導体素子を用い
ることも可能である。
又スイッチング電源装置のメインスイッチング素子のみ
でなく、各種のスイッチング素子を駆動する場合にも通
用することができるものである。
でなく、各種のスイッチング素子を駆動する場合にも通
用することができるものである。
以上説明したように、本発明は、第１及び第２のスイッ
チング素子４，５がオフの期間に、第３のスイッチング
素子８をオンとして、メインスイッチング素子１のゲー
ト・ソース間容ＩＣｇｓ等の寄生容量と、コンデンサ３
と、共振用インダクタンス６と、ダイオード７とを含む
直列共振回路を形成し、メインスイッチング素子１をオ
ンとする為に寄生容量に充電された電荷を、共振電流の
半波によりコンデンサ３に転送し、次にメインスイッチ
ング素子１をオンとする時に、このコンデンサ３の充電
電荷を、メインスイッチング素子１のゲートに、第１の
スイッチング素子４を介して駆動エネルギを補うように
加えるものであり、メインスイッチング素子１をオンと
する為にコンデンサ３から供給したエネルギは、メイン
スイッチング素子ｌの寄生容量に蓄積されるが、メイン
スイッチング素子ｌをオフとする時に、コンデンサ３に
帰還されて次のメインスイッチング素子ｌのターンオン
時に使用されるから、直情型ｔＡ２からコンデンサ３に
供給する電力は僅かなものとなる。
チング素子４，５がオフの期間に、第３のスイッチング
素子８をオンとして、メインスイッチング素子１のゲー
ト・ソース間容ＩＣｇｓ等の寄生容量と、コンデンサ３
と、共振用インダクタンス６と、ダイオード７とを含む
直列共振回路を形成し、メインスイッチング素子１をオ
ンとする為に寄生容量に充電された電荷を、共振電流の
半波によりコンデンサ３に転送し、次にメインスイッチ
ング素子１をオンとする時に、このコンデンサ３の充電
電荷を、メインスイッチング素子１のゲートに、第１の
スイッチング素子４を介して駆動エネルギを補うように
加えるものであり、メインスイッチング素子１をオンと
する為にコンデンサ３から供給したエネルギは、メイン
スイッチング素子ｌの寄生容量に蓄積されるが、メイン
スイッチング素子ｌをオフとする時に、コンデンサ３に
帰還されて次のメインスイッチング素子ｌのターンオン
時に使用されるから、直情型ｔＡ２からコンデンサ３に
供給する電力は僅かなものとなる。
即ち、メインスイッチング素子Ｉの駆動電力を低減し、
効率を向上することができる利点がある。
効率を向上することができる利点がある。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の動作説
明図、第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は従来
例の駆動回路、第５図は従来例の動作説明図である。 １はメインスイッチング素子、２は直流電源、３はコン
デンサ、４，５．８は第１．第２．第３のスイッチング
素子、６は共振用インダクタンス７はダイオードである
。 特許出願人 富士通電装株式会社 代理人弁理士 相 谷 昭 司 代理人弁理士 渡 邊 弘 − 本発明の実施例の回路図 第３因 本発明の原理説明図 第１図 本発明の動作説明図 第２図 従来例の駆動回路 第４図 従来例の動作説明図 第５図
明図、第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は従来
例の駆動回路、第５図は従来例の動作説明図である。 １はメインスイッチング素子、２は直流電源、３はコン
デンサ、４，５．８は第１．第２．第３のスイッチング
素子、６は共振用インダクタンス７はダイオードである
。 特許出願人 富士通電装株式会社 代理人弁理士 相 谷 昭 司 代理人弁理士 渡 邊 弘 − 本発明の実施例の回路図 第３因 本発明の原理説明図 第１図 本発明の動作説明図 第２図 従来例の駆動回路 第４図 従来例の動作説明図 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 メインスイッチング素子（１）を駆動するスイッチング
駆動回路に於いて、 周期的にオンとなって直流電源（２）からコンデンサ（
３）を充電する第１のスイッチング素子（４）と、 該第１のスイッチング素子（４）のオフ期間にオンとな
って前記メインスイッチング素子（１）のゲートに前記
コンデンサ（３）の端子電圧を印加して前記メインスイ
ッチング素子（１）をオンとする為の第２のスイッチン
グ素子（５）と、前記第１、第２のスイッチング素子（
４，５）のオフ期間にオンとなって、前記メインスイッ
チング素子（１）の寄生容量と共振用インダクタンス（
６）と前記コンデンサ（３）との直列共振回路にダイオ
ード（７）を介して半波の共振電流が前記メインスイッ
チング素子（１）の寄生容量から前記コンデンサ（３）
に流れるように制御される第３のスイッチング素子（８
）と を備えたことを特徴とするスイッチング駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001158A JPH063871B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | スイッチング駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001158A JPH063871B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | スイッチング駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02182020A true JPH02182020A (ja) | 1990-07-16 |
| JPH063871B2 JPH063871B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=11493630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1001158A Expired - Fee Related JPH063871B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | スイッチング駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063871B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003047103A1 (en) * | 2001-11-21 | 2003-06-05 | Tropian Inc. | Switch mode power supply and driving method for efficient rf amplification |
| JP2009527935A (ja) * | 2006-02-21 | 2009-07-30 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 電圧制御型トランジスタをスイッチングするための回路 |
-
1989
- 1989-01-09 JP JP1001158A patent/JPH063871B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003047103A1 (en) * | 2001-11-21 | 2003-06-05 | Tropian Inc. | Switch mode power supply and driving method for efficient rf amplification |
| US6867574B2 (en) | 2001-11-21 | 2005-03-15 | Tropian, Inc. | Switch mode power supply and driving method for efficient RF amplification |
| JP2009527935A (ja) * | 2006-02-21 | 2009-07-30 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 電圧制御型トランジスタをスイッチングするための回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH063871B2 (ja) | 1994-01-12 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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