JPH02185104A - Ｆｍ復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明はアナログＦＭ信号をデジタル信号に変換して
、復調するＦＭ復調器に関する。

［従来の技術］ 時刻しにおけるアナログＦＭ信号をＸ　（ｔｌ　　この
信号の位相を９０°移相した信号Ｙ　（Ｌ）　としたと
き、信号Ｘ　（Ｌ）を復調した信号Ｆ　（ｔ）はで与え
られることが従来から知られている。こにおけるＦＭ波
の位相を表わし、これをφ（１）とすれば、■式は、 と表現できる。これをデジタル信号処理技術を用いてハ
ードウェアにより実現した従来のＦ”　Ｍ　Ｉ調器の構
成を第１５図に示す。

同図において、（１）は人力アナログＦＭ信号をデジタ
ル信号に変換するサンプリング周期゛「のへ／Ｄコンバ
ータであり、デジタル化されたＦ　Ｍ信号は９０°移相
器（３）により９０°移相された信号Ｙとなる。他方、
Ａ／Ｄコンバータ（１）の出力は遅延補正器（２）に入
力される。遅延補正器（２）は、９０°移相器（３）に
より生じる信号Ｙの遅延時間と同じたけデジタルＦＭ信
号を遅延させるためのもので、遅延補正器（２）の出力
信号Ｘと、９０°移相器（３）の出力Ｙとは同一時刻に
Ｍ−ｒ化された信号とみなすことができる。（４）は人
力された信号Ｘ、Ｙについてｔ、　ａ　ｎ　−’　（Ｘ
／Ｙ）のｆｉｉｆ算を行う演算器で、遅延補正器（２）
　　　９０°移相器（３）および演算器（４）でＦＭ波
の位相を検出する位相検出器（１０）を構成している。

（５）は位相検出器（１０）の出力を１サンプリング周
期１゛だけ遅延させる遅延器、（６）は演算器（４）の
出力から遅延器（５）の出力を減算する減算器である。

この実施例の演算器（４）の構成としては、たとえば信
号ＸとＹを入力アドレスとするＲＯＭを使用し、そのＲ
ＯＭの内容として（Ｘ／Ｙｌに対するアーク・タンジェ
ントの値を保持させておくような構成がとられる。この
ようにすれば１人力化号ＸとＹに対し、その出力しａ　
ｎ　−’　（Ｘ／Ｙ）を得ることができる。

この位相検出器（１０）の出力は、前述したように時刻
ｔ＝Ｋ・１゛におけるＦＭ波の移相φ（Ｋ　Ｔｌ　を表
わずか、簡（１１のために、これをφ（に）とすれば（
以下、φ（Ｋ）以外についてもこの記法を用いる）、遅
延器（５）の出力はφ（ト１）であり、減算器（６）の
出力はφ（に）−φ（に−１）である。これを△φＯｔ
）　　とする。

■式は、Ｔが充分小さい時は、 と近似でき、またＴは一定なので、減算器（６）の出力
△φ（に）は、復調信号Ｆ（に）と相似なものとなり、
その、α味で、減算器（６）の出力Δφ（に）は復調信
号とみなすことができる。

ところが、アーク・タンジェントは周期関数であり、Ｘ
、Ｙの符号を考慮すると、その周期は２πである。いま
、ＲＯＭ内のテーブルが０から２πまでの値をもってい
るとすると、本来のしａ　ｎ　−’　（Ｘ／Ｙ）の出力
として、最初がたとえば１．９π、次が２．ｌπである
とき１位相検出器（１Ｇ）の出力は最初がφ（Ｋ−１）
　＝　１　、９πで、次がφ（に）＝０．１πとなり、
減算器（６）の出力は負になって不連続が生じるという
問題がある。

そこで、不連続補正器（７）で、減算器（６）の出力が
負になった場合のみその出力に２πを加えて出力する補
正を行なう。このようにすれば、不連続補正器（７）の
出力に上述した不連続が生じることはなくなる。以ド、
この不連続補正器（７）の出力を５ｏ（Ｋｌ　とする。

つぎに、不連続補正器（７）の出力をＤ／Ａコンバータ
（８）によりアナログ４．１号に変換すれば、ＦＭ信号
を復調した出力が得られる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、Ａ／Ｄコンバータ（１）に人力されるＦ
Ｍ波が、たとえば家庭用ＶＴＲの再生輝度信号系でのＦ
Ｍ波のように、再生ＲＦイコライザを含む、ある特性の
ＦＭ伝送系を通過した結果、Ｉ２側波が強調され、上側
波が抑圧されたアンバランスなＦＭ波である場合には、
第１５図に示した従来のＦ’　Ｍ復調器では、黒から白
に立ち上がるべき部分で、黒に落ち込んでしまうことが
あることが実験でも確かめられている。このようなＦＭ
波をそのままＤ／Ａコンバータ（８）を介して画像とし
て出力とすると、黒く破れたように見え、きわめて兄に
くい画像となる。

このような現象は、従来のアナログＦＭ復調において「
反転現象」と呼ばれているものであるが、以ド、デジタ
ル復調においても「反転現象」と呼ぶことにする。

この「反転現象」について１図を用いて説明する。変調
信号が第２図のような正弦波であるとする。これをＦＭ
復調した時のＦＭ波を第３図に示ず。第３図のＦ’　Ｍ
波の上側波が強調され、ノイズが付加されると、第４図
のようにセロクロス点が消失するような波形となる。こ
のように歪んだＦＭ波が人力されると、位相検出器（ｌ
Ｏ）の出力φＩＫ）は、ＦＭ波の位相と一致しないこと
がある。すなわち、本来１位相検出器（１０）の出力φ
（に）はＦＭ波の位相を表すので、ｓｉｎφ（に）と、
入力ＦＭ波は相似形となるはずであるが、第４図のよう
に歪んだＦＭ波が人力されると、ｓｉｎφ（に）が第５
図のようになることがあることが実験で確かめられてい
る。このような場合、Ｄ　／　Ａコンバータ（８）から
の出力は、第６図のようになり１反転現象となる。これ
は、位相φ（に）を求めた時点で、　ｓ　ｉ　ｒｌφ（
に）の波形がＦＭ波の一周期が欠けたようになっている
のが直接の原因である。

この発明は、このような反転現象を防止するためになさ
れたもので、反転現象のおこらない見やすい画像を得る
ことのできるＦＭ復調器を得ることを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 請求項（１）の発明に係るＦＭ復調器は、入力［・′Ｍ
波の位相φを求め、求めた位相φから、ｓｉｎφの増減
とＦ　Ｍ波の位相φの増減が２度続けて一致しない場合
を検知して、位相φを補正した後、位相φの差分を出力
するように構成したものである。

また、請求項（２）の発明に係るＦＭ復調器は、人力Ｆ
Ｍ波の位相φを求め、求めた位相φから、ｓｉｎφを得
て、このｓｉｎφの増減とＦＭ波の１）；Ｉ後２点のサ
ンプル点の位相の増減とが２回続けて一致しない場合に
は、当該２回差をとった３つのサンプル点の中央のサン
プル点の位相φにπを加算する補正した後、位相φの差
分な出力するように構成したものである。

［作用］ 請求項（１）および（２）の発明によるＦＭ復調器は、
いずれも人力１−′Ｍ波の位相を求め、もし、この位相
が正しく人力［パＭ波の位相を表わしていない場合には
、それを補正した後、前後の入力ＦＭ波の位相φの差分
なとって出力する。

［発明の実施例］ 以下、この発明の−・実施例を図について説明する。第
１図において、第１０図と同一構成部分には同一・符弓
な付して説明する。図において、（１１）は１位相検出
器（１０）の出カイ５号φに対し、ｓ　ｉ　ｒ＋φの増
減を検知する第１の検知器、　（１２１は、遅延補正器
（２）の出カイ３号Ｘの増減を検知する第２の検知器、
（１３）は第１の検知器（Ｉｌｌの出力と第２の検知器
の出力が２回続けて一致しない場合にイｊ　、７ｉ、「
１」の伯弓「１」を出力し、そうでない場合にｙｌ（意
「０」の信号を出力する制御信Ｓ−）発生器、　（＋４
）は位相検出器（１０）の出力φ（に）を遅延１−る遅
延補正器で、第１　第２の検出器ｆ１１１　、　Ｔｌ２
１および制御信号発生器（１３）でＦＭ波の位置の反転
位置を検出する反転位置検出器（１６）を構成している
。（１５）は制御信号発生器（１３）の出力（Ｔｈ号が
有意「１」の時は遅延補正器（１４）の出力にπを加え
て出力し、５１に意「０」の時は遅延補正器（１４）の
出力をそのまま出力する位相補正器である。

次に動作について説明する。ＡＩＤコンバータ（１）　
によりデジタル化されたＦＭ信号は９０°移相器（３）
により９０’移相された信号Ｙとなる。

他方、Δ／Ｄコンバータ（１）の出力は、遅延補正器（
２）に入力され、９０°移相器（３）により生じる信号
Ｙの遅延時間と同じたけ遅延される。したがって、時刻
ｔ、＝Ｋ・１゛における遅延補正器（２）の出力Ｘ（に
）をＸ（に１＝Ａｓｉｎφ０（に）とすると、９０°移
相器（３）の出力Ｙ（に）は、Ｙ（Ｋｌ＝Ａ　ｓ　ｉ　
ｎφ。（に）となる。演算器（４）は、遅延補正器（２
）の出力Ｘ（に）と９０°移相器（３）の出力算し、出
力する。アーク・タンジェントは周期関数であり、Ｘ（
Ｋ）、Ｙ（に）の符号を考慮すると、その周期は２πで
ある。したがって φ（に）＝φ。（Ｋ）　　ｍｏｄ　　２π　　　・・・
・・・■となる。すなわち、位相検出器（１０）により
、Ｆ　Ｍ波の位相が求まる。

ここで、■式が常に成り立っていれば、ｓｉｎφ（Ｋ）
（以下、ｒＷ（Ｋｌ」ともいう）と、遅延補正器（２）
の出力Ｘ（に）＝Δｓｉｎφ０（に）は、相似形になる
はずである。ところが、先に述べたように、たとえば家
庭用Ｖ　Ｔ　Ｒの再生輝度信り系のＦＭ波のように、下
側波が強調され、ノイズが付加されているような場合に
は、■式が成り立たず、第４図のような人力ＦＭ波Ｘ（
に）に対し、ｓｉ口φ（に）が第５図のように一周期欠
けたような波形になることがある。しかし、たとえばＥ
′Ｍ波が、５．４ＭＨｚ〜７．０Ｍ１ｌｚであり、サン
プリング周波数が１４．３ＭＨｚであったときには、ｌ
’　Ｍ波の一周期に含まれるサンプリング点は、はぼ２
点であり、を記のような場合には、■式を満たさないよ
うなφ（に）が２回続けて出力されることはないことが
実験で確かめられている。すなわち、連続する３つのサ
ンプリング点φ（１）、φ（Ｚ）、φ（３）のうち、φ
（２）が■式を満たさない場合でも、φ（Ｉ）、φ（３
）は■式を満たしていると考えられる。このときのＸ（
に）の波形とｓｉｎφ（に）の波形の関係は２通り考え
られる。

１つは、第７図（ａｌ、（ｂ）に示すようにＸ　（２１
−Ｘ　（１）　≦Ｏ，Ｘ　（３１−Ｘ　（２）≧０ｓｉ
ｎφ（２）−ｓｉｎφ（１）≧Ｑ、ｓｉｎφ（３１−ｓ
ｉｎφ（２）≦０　　　　　　　・・・・・・■となる
場合で、もう１つは第８図（ａ）　、　（ｂｌ　に示す
ように Ｘｆ２）−Ｘｍ　≧Ｏ１Ｘ　（３）　−Ｘ　（２）≦０
ｓｉｎφ（２）−ｓｉｎφｍ　≦０１ｓｉｎφ（３）−
ｓｉｎφ（２）≧０　　　　　　　・・・・・・■とな
る場合である。いずれの場合も、ｓｉｎφ（Ｋ）の方が
一周期抜けたような波形になっているため、０．０式の
ように、Ｘ　（２１−Ｘ　（１１とｓｉｎφ（２）−ｓ
ｉｎφ（１）　、　Ｘ　（３）　−Ｘ　（２）とｓｉｎ
φ（３）−ｓｉｎφ（２）の符号がともに一致しない。

そこで、まず、第１の検知器（１１）において、ｓｉｎ
φ（に）の増減を検知し、他方、第２の検知器（１２）
において×（に）の増減を検知し、第１の検知器（１１
）の出力と第２の検知器（１３）の出力とが２回続けて
一致しない時に、制御信号発生器（１３）は（１意ｒｌ
Ｊの信号を発生して１位相補正器（１５）においてφ（
Ｋｌの値を補正する。次にこの補正方法について述べる
。

φ（１）とφ（３）は■式を満たしているのでφ（１）
＝φ。（Ｉ）　ｍｏｄ　　２　ｘ　、　　φ　（３）φ
。（３１ｍｏｄ２πである。そこで、今φ（１）＝φ。

（１） とする。φ（３）＝φｏ（３）ｍｏｄ２ｘであるが、第
７図または第８図に小したようにに＝１からに＝３の間
でＸ（に）＝Δｓｉｎφ。（に）はｓｉｎφ（に）より
一周期多い形となっているので φ。　（３）：　φ　（３）＋２７Ｃ と考えられる。φ（２）、φ。（２）はそれぞれφ（１
）とφ（３）　　　φ。（１）とφ。（３）の間の値で
ある。これを第９図に示す。したがって、φ（２）とφ
。（２）の差はおよそπ程度であると考えられる。

φ。（２）岬φ（２）　　＋π　　　　　　　　　　　
　・・・・・・■すなわち、φ（２）をφ（２）＋πに
おきかえればＦＭ波の真の位相に近づくと考えられる。

なお、位相φ（に）は、すべて０〜２πの範囲で求めて
いるので、φ（２）＋πの演算は２Ｔｔを法とする。つ
まり、補正方法としてはφ（２）を（φ（２）＋Ｔｃ）
ｍｏｄ　　２７Ｃでおきかえられる。

以上から、まず、位相検出器（１０）の出力は、遅延補
正器（１４）において、制御信号発生器（１３）から出
力される信号の遅延時間と同じたけ遅延される。位相補
正器（１５）は遅延補ｉＥ器（１４）の出力φ（に）を
人力とし、制御信号発生器（１３）からの出力信号が有
意「１」の時にはφ（Ｋ）＋π（ｍｏｄ２π）を出力し
、無意「０」の時にはφ（Ｋ）を出力する。

位相補正器（１５）の出力は、遅延器（５）に入力され
１サンプリング周期だけ遅延される。減算器（６）は位
相補正器（１５）の出力から遅延器（５）の出力を減算
する。不連続補正器（７）は、減算器（６）の出力が負
になった場合のみ、その出力に２πを加算して出力する
。これらの遅延器（５）、減算器（６）および不連続補
正器（７）の動作は従来例と同様であり、連続補正器（
７）の出力からＦＭ波の位相の差分が出力される。した
がって、不連続補正器（７）の出力をＤ／Ａコンバータ
（８）によりアナログ信号」こ変換すれば、ＦＭ信号を
復調した出力が得られる。

次に、第１の検知器（ｌりの作用と構成例について説明
する。第１の検知器（１１）は、位相検出器（１０）の
出力信号φ（Ｋ）を入力とし、ｓｉｎφ（に）の増減を
検知するものである。

第１０図はφ（に−１）、φ（に）の値に対するｓ　ｉ
　ｎφ（Ｋｌ−ｓｉｎφ（トｌ）の値の正負を表してい
る。この図表にしたがって、ｓｉｎφ（に）ｓｉｎφ（
に−１）が正のときは「０」、負のときはｒｌＪを出力
するように構成すれば、入力されたφ（に）に対してｓ
ｉｎφ（に）を淡算しなくても、ｓｉｎφ（に）の増減
が検知できる。

このような第１の検知器＋Ｉ　ｌ）の−構成例を第１１
図に示す。図において、（２０）は位相検出器（ｌＯ）
の出力φをφ＝ψ＋π×δの形に分離して、δを第１の
出力として出力し、ψを第２の出力として出力する分離
器、（２１）は位相検出器の第１の出力δを１サンプリ
ング周期遅延する遅延器、（２２）は遅延器（２１）の
出力と分離器（２０）の第１の出力δを人力とする排他
的論理和ゲート、（２３）は分離器（２０）の第２の出
力ψを１サンプリング周期遅延する遅延器、（２４）は
分離器（２０）の第２の出力と遅延器（Ｚ３）の出力の
大小を比較する比較器、（２５）はπの値を保持してい
るメモリ、（２６）はメモリ（２５）の出力πから遅延
器（２３）の出力を減算する減算器、（２７）は分離器
（２０）の第２の出力ψと減算器（２６）の出力の大小
を比較する比較器、　（２８）は比較２８（２４１の出
力と比較器（２７）の出力を入力とする排他的論理和ゲ
ート、（２９）は分離器（２０）の第１の出力δと排他
的論理和ゲート＋２８１の出力を入力とする排他的論理
和ゲート１３０）は排他的論理和ゲート（２２１の出力
にしたがって分離器（２Ｇ）の第１の出力δと排他的論
理和ゲート（２９）の出力とを切り換えるスイッチであ
る。

次に動作について説明する。位相検出器（１０）から出
力された信号φは、分離器（２０）において、φ＝ψ＋
π×δの形に分離され、ψとδが出力される。これは、
例えば、位相φがｎビットであるとき、最上位ビットを
第１の出力δとして出力し、°下位１ｎ−１）ビットを
第２の出力ψとして出力することにより構成できる。分
離器（２０）の第１の出力δは遅延器（２１）で１サン
プリング周期Ｔだけ遅延される。したがって、時刻に−
Ｔにおいては、分離器（２０）の第１の出力はδ（Ｋ）
であり、遅延器（２１）の出力は、δ（ト１）である０
分離器（２０）の第１の出力δ（に）と遅延器（２１）
の出力δ（に−１）は排他的論理和ゲート（２２）に入
力され、δ（Ｋ）≠δ（に−目のときｒｌＪが出力され
、δ（に）δ（ト１）のときｒＯＪが出力される。すな
わち、第１０図において（φ（に−り〈πかつφ（に）
≧π）、または（φ（に−１）≧πかつφ（に）くπ）
のとき、排他的論理和ゲート（２２）からｒｌＪが出力
される。排他的論理和ゲート（２２）の出力はスイッチ
（３０）の動作を制御する。

また、分離器の第１の出力δ（に）は、スイッチ（３０
）の第１の入力値となり、排他的論理和ゲート（２２）
の出力がｒｌＪの場合にスイッチ（３０）において、こ
の第１の人力値δ（Ｋ）が選択される。

他方１分離器（２０）の第２の出力ψは遅延器（２３）
で１サンプル周期］゛だけ遅延される。したがって１時
刻Ｋ・１゛においては１分離器（２０）の第２の出力は
ψ・（Ｋ）であり、遅延器（２３）の出力はψ（ト１）
である。分離器（２０）の第２の出力ψ（に）と遅延器
（２３）の出力ψ（に−１）は比較器（２４）に入力さ
れ、ψ（に）≧ψ（トｌ）のとき「Ｏ」、ψ（に）くψ
（に−１）のときｒｌ」が出力される。また、遅延器（
２３）の出力ψ（に−ｌ）は減算器（２６）に入力され
、π−ψ（に−１）が演算される。減算’ａ　（２６）
の出力π−ψ（に−１）と分離器（２０）の第２の出力
ψ（に）は比較器（２７）に人力され、ψ（Ｋｌ　≧π
−ψ蒐に−１）のとき「ｌ」、ψ（Ｋ）＜π−ψ（に−
１）のとき「０」が出力される。排他的論理和ゲート（
２９）は、比較器（２４）の出力と比較器（２５）の出
力の排他的論理和をとり、δ（に）＝δ（に−１）＝ｒ
ＯＪの場合には、ｓｉｎφ（に）−ｓｉｎφ（に刊）が
正のときｒＯＪ、負のとき「１」が出力される。また、
δ（に）＝δ（に−１）＝ｒｌＪの場合にはｓ　ｉ　ｎ
　φ（Ｋ）　−ｓ　ｉ　ｎ　φ（に−１）が正のとき「
１」、負のときｒＯＪが出力される。この排他的論理和
ゲート（２Ｂ）の出力と分離器（２０）の第１の出力δ
（に）とを排他的論理和ゲート（２９）に人力すれば、
δ（に）＝δ（に−１）＝ｒＯＪの場合もδ（に）＝δ
（Ｋ−１）　＝　ｒ　Ｉ　Ｊの場合も、ｓｉｎφ（に）
ｓｉｎφ（トｌ）が正のときに「Ｏ」、負のときｒｌＪ
が出力される。この排他的論理和ゲート（２９）の出力
はスイッチ（３０）の第２の大カイ１となり、排他的論
理和ゲート（２２）の出力が「０」の場合にスイッチ（
３Ｇ）は第２の入力を選択して出力する。

以上により、第１０図にしたがってｓｉｎφ（Ｋｌ−ｓ
ｉｎφ（に−１）正のときに「０」、負のときに「曹」
を出力する第１の検知器（１１）が構成できる。

次に、第２の検知器（１２）の−構成例を第１２図に示
す。遅延補正器（２）の出力Ｘ　（Ｋ）は、遅延器（３
１）において１サンプリングＴだけ遅延される。

遅延補正器（２）の出力Ｘ（に）と遅延器（３１）の出
力Ｘ（に−１）は比較器（３２）に人力され、Ｘ（に）
≧×（に−１１（７）ときには「０」が、Ｘ（Ｋ）＜Ｘ
（に−１）のときには「１」が出力される。

第１３図にこの発明の他の実施例を示す。この実施例の
第１図の実施例とは１反転位置検出器（１６）の構成が
相違しているだけであるから２以下、この部分の構成と
作用について説明する。

図において゛、（４１）は位相検出器（１０）の出力φ
（に）に対しｓｉｎφ（に）を演算する演算器、（４２
）は遅延器１Ｅ器（２）の出力Ｘをさらに遅延させる遅
延補正器、（４３）は演算器（４Ｉ）の出力の増減と遅
延補正器（４２）の出力の増減とが２度続けて一致しな
い場合に有意ｒｌＪの信号を出力し、そうでない場合に
無意「０」の信号を出力する検知器である。次に動作に
ついて説明する。

位相検出器（１０）の出力φ（に）は、演算器（４１）
に入力され、Ｗ（に）＝ｓｉｎφ（Ｋ）が演算される。

他方、遅延補正器（２）の出力は、遅延補正器（４２）
に人力され、演算器（４）　と演算器（４１）で起こる
信Ｓｊ　Ｗ　（Ｋｌの遅延時間と同じたけ遅延される。

つまり、演算器（４Ｉ）から信号Ｗ（に）＝ｓｉｎφ（
に）が出力される時、遅延補正器（４２）からは信号Ｘ
（に）＝Ａｓ　ｉ　ｎ　　φｏ　（Ｋ）が出力される。

人力ＦＭ波が第１図の実施例で説明した第４図に示した
波形であったとすると、遅延補正器（４２）の出力Ｘ　
（Ｋ）と、ｎ’ｊｆＸ器（４１）の出力Ｗ（に）とは、
第７区および第８図に示した関係となる。検知器（４３
）は、演算器（１１）の出力Ｗ（に）と遅延補正器（＋
２）（７）出力Ｘ（Ｋ）ニ対して、Ｗ　（Ｋ）　−Ｗ　
（Ｋ−１）　（７）符号とＸ　（Ｋ）　−Ｘ　（ｄ−１
）　（７）符号、Ｗ（に１１）−Ｗ（Ｋ）の符号とＸ（
に１））−ＸＩＫ）の符号がともに一致しないとき、有
意「１」の信号を出力し、そうでない場合、無意「０」
の信号を出力する。位置補正器（＋５）は、検知器（４
３）の出力が有意「ｌ」の時には、φ（に）十π（ｍｏ
ｄ　　２π）を出力し。

検知器（１３）の出力が無意「０」の時には、φ（に）
を出力するのは第１図の実施例と同様である。

第１４図に検知器（４３）の−構成例を示す６図におい
て、（５０）は演算器（４１）からの出力Ｗ　（Ｋｌ　
を１サンプリング周期′ｒだけ遅延する遅延器、（５２
）は演算器（４１）の出力Ｗ（に）と遅延器（５０）の
出力Ｗ　（Ｋ−１１を比較し、Ｗ（Ｋ）≧Ｗ　（Ｋ−１
＋のとき０１Ｗ（にｌ＜Ｗ（Ｋ−１１のとき１を出力す
る比較器、（５２）は遅延補正器（４２）の出力Ｘ（に
）を１サンプリング周期１゛だけ遅延する遅延器、　（
５３）は遅延補正器（４２）（７）出力Ｘ　（Ｋ）と遅
延器（５２）（７）出力Ｘ　（Ｋ−１１を比較し、×（
に）≧Ｘ　（Ｋ−１１（７）とき０．Ｘ（Ｋｌ＜×（に
−１）のときｌを出力する比較器、（５４）は比較２Ｈ
（５１１の出力と比較器（５３）の出力を入力とする排
他的論理和ゲート、＋５５１は排他的論理和ゲート（５
４）の出力を！サンプリング周期Ｔだけ遅延する遅延器
、（５６）は排他的論理和ゲート（５４）の出力と遅延
器（５５）の出力を入力とする論理積ゲートである。

次に動作について説明する。演算器（４１）より出力さ
れた信号Ｗ（に）は遅延器（５０）により、１サンプリ
ング周期遅延された信号Ｗ（に＝１）となる。

Ｗ（に）とＷ（に川）は比較器（５１）に入力され、Ｗ
（に）≧Ｗ（に−１）のときはＯ，Ｗ（Ｋ）＜Ｗ（に−
１）のときは１が出力される。他方、遅延補正器（４２
）から出力された信ｊ６．　Ｘ　（に）は遅延器（５２
）によりｌサンプリング周期遅延された信号Ｘ（に−Ｉ
）となる。Ｘ（に）とＸ（に−りは比較器（５３）に入
力され、Ｘ（に）≧Ｘ　（Ｋ−１＋　（７）ときはＯ，
Ｘ（に）くｘ（に−Ｉ）のときは１が出力される。比較
器（５１）の出力と比較Ｚ　（５３）の出力は排他的論
理和ゲート＋５４１に入力され、比較器（５１）の出力
と比較器（５３）の出力が等しい時には「０」が出力さ
れ、そうでない時には「１」が出力される。すなわち Ｗ（に）≧Ｗ（に−１）かつＸ（に）≧Ｘ　（Ｋ−１）
またはＷ（に）〈Ｗ（に−１）かつＸ（に）〈Ｘ（に−
１）の時には「０」が出力され、その他の場合は「１」
が出力される。言い換えると、Ｗ（に）の増減とＸ　（
ｌｔｌの増減が一致している時には「０」を出力し、そ
うでない時にｒｌＪを出力する。この排他的論理和ゲー
ト（２４）の出力は遅延器（５５）においてｌサンプリ
ング周期遅延され、論理積ゲート（５６）に入力される
。論理積ゲートＴ５６１の他の入力端には、排他的論理
和ゲート（５４）の出力が人力される。したがって、排
他的論理和ゲート（５４）の出力が２度続けて「１」の
とき、論理積ゲート（５６）の出力は「ｌ」となり、そ
の他の場合は「０」が出力される。すなわち、Ｗ（に）
の増減とＸ（に）の増減が２度続けて一致しない場合に
「１」が出力され、そうでない場合は［０」が出力され
る。

〔発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、位相検出器により検
出したＦＭ波の位相が、人力ＦＭ波の位相をｉＥ　Ｌ　
＜表しているかどうかを判定し、正しくないと判定した
時にはこれを補正してから、位相の差分をとるように構
成したので、精度の高い１−′Ｍ復調器が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例のブロック回路図、第２図
ないし第６図は従来のＦＭ復調器において反転現象の起
こる過程を説明するための図、第７図および第８図は、
位相の反転を生じているＦ−’　Ｍ波の波形図、第９図
はこの実施例の位相補正器における補正方法を説明する
ための図、第１０図はこの実施例の第１の検知器におけ
る検知方法を説明するための図〆、第１１図は、この第
１の検知器の一構成例を示すブロック回路図、第１２図
はこの実施例の第２の検知器の一構成例を示すブロック
回路図、第１３図はこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第１４図はこの実施例の検知器の一構成例を示す
ブロック回路図、第１５図は従来の１′Ｍ復調器のブロ
ック回路図である。 （１）・・・Δ／Ｄコンバータ、（２）・・・遅延補正
器、（３）・・・９０°移相器、（４１）・・・演算器
、（５）・・・遅延器、（６）・・・減算器、（７）・
・・不連続補正器、（１ｏ）・・・位相検知器、（１１
）・・・第１の検知器、（１２）・・・第２の検知器、
（１３）・・・制御信号発生器、（＋４）、　（４２１
・・・遅延補正器、（１５）・・・位相補正器、（＋６
）−・・反転位置検出器、　（４３）・・・検知器。 なお、各図中、同一符号は同一　または相当部分を示す
。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力アナログＦＭ信号をデジタル信号に変換する
   Ａ／Ｄコンバータと、このデジタルＦＭ信号の各サンプ
   リング点の位相を検出する位相検出器と、この検出され
   た信号のうち位相が反転しているサンプリング点を検出
   する反転位相検出器と、この検出された位相の反転した
   サンプリング点のデータを補正する位相補正器と、この
   位相補正器の出力信号を１サンプリング周期遅延させる
   遅延器と、上記位相補正器の出力信号から上記遅延器の
   出力を減算する減算器と、この減算器の出力信号の不連
   続点を補正する不連続補正器と、この不連続補正器の出
   力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを
   備えたＦＭ復調器。
2. （２）請求項（１）において、反転位相検出器が、位相
   検出器の出力の各サンプリング点の値をφとした時、１
   つ前のサンプリング点に対する ｓｉｎφの値増減を検知する第１の検知器と、上記Ａ／
   Ｄコンバータから出力されるデジタルＦＭ信号の上記第
   １の検知器で比較している同じサンプリング点における
   値の増減を検知する第２の検知器と、上記第１の検知器
   および第２の検知器の出力とが２回続けて一致しない場
   合を検知したとき有意の制御信号を発生する制御信号発
   生器とで構成されてなり、上記有意の制御信号が出力さ
   れたとき位相補正器において位相が反転したサンプリン
   グ点の値にπを加算して補正するように構成してなるＦ
   Ｍ復調器。
3. （３）請求項（１）において、反転位相検出器が、位相
   検出器の出力の各サンプリング点の値をφとした時、１
   つ前のサンプリング点に対する ｓｉｎφを演算する演算器と、Ａ／Ｄコンバータの出力
   を上記演算器の出力信号と同期するように一定時間遅延
   させる遅延補正器と、上記演算器の出力の増減と上記遅
   延補正器の出力の１つ前のサンプリング点に対する増減
   とが２回続けて一致しない時に有意の信号を出力する検
   知器とで構成されてなり、上記有意の信号が出力された
   とき位相補正器によつて位相が反転したサンプリング点
   の値にπを加算して補正するように構成してなるＦＭ復
   調器。