JPH02200042A - データ伝送方法 - Google Patents
データ伝送方法Info
- Publication number
- JPH02200042A JPH02200042A JP1746589A JP1746589A JPH02200042A JP H02200042 A JPH02200042 A JP H02200042A JP 1746589 A JP1746589 A JP 1746589A JP 1746589 A JP1746589 A JP 1746589A JP H02200042 A JPH02200042 A JP H02200042A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- data
- clock
- circuit
- logic conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は移動通信等の無線通信において、送信側におい
て非線形増幅器を適用したときにスペクトラムの広がり
が狭くでき、受信側において簡易な方法で復調ができる
無線データ伝送方式に関するものである。
て非線形増幅器を適用したときにスペクトラムの広がり
が狭くでき、受信側において簡易な方法で復調ができる
無線データ伝送方式に関するものである。
（従来の技術）
移動通信においては、限られた周波数及び電力の有効利
用の観点から、スペクトラムの広がりが狭くしかも非線
形増幅器の適用が可能な変調方式が適している。このよ
うな条件を満足する変調方式の１つとして従来からオフ
セットＱＰＳＫ方式（ＯＱＰＳＫ）が知られている。
用の観点から、スペクトラムの広がりが狭くしかも非線
形増幅器の適用が可能な変調方式が適している。このよ
うな条件を満足する変調方式の１つとして従来からオフ
セットＱＰＳＫ方式（ＯＱＰＳＫ）が知られている。
第４図はＱＰＳＫ及び０ＱＰＳに方式の位相変化を示し
た図である。ＯＱＰＳＫ方式は直交変調する前に直交成
分のデータを１ビットだけ遅延させて変調したもので、
データを遅延させずに直交変調するＱＰＳＫ方式に比べ
て振幅成分の変化を少なくしたものである。ＱＰＳＫで
は位相が１８０°変わるときに振幅が一旦０となるが、
０ＱＰＳＫでは一度に １８０°変わることはなく９０
°毎に位相が変化するため振幅が０になることはなく振
幅の変化は比較的小さい。そのため、非線形増幅器を使
用した場合のスペクトラムの広がりが比較的少なく、し
かもＱＰＳＫと同様の狭いスペクトラム特性を持つ信号
が得られる。
た図である。ＯＱＰＳＫ方式は直交変調する前に直交成
分のデータを１ビットだけ遅延させて変調したもので、
データを遅延させずに直交変調するＱＰＳＫ方式に比べ
て振幅成分の変化を少なくしたものである。ＱＰＳＫで
は位相が１８０°変わるときに振幅が一旦０となるが、
０ＱＰＳＫでは一度に １８０°変わることはなく９０
°毎に位相が変化するため振幅が０になることはなく振
幅の変化は比較的小さい。そのため、非線形増幅器を使
用した場合のスペクトラムの広がりが比較的少なく、し
かもＱＰＳＫと同様の狭いスペクトラム特性を持つ信号
が得られる。
このように０ＱＰＳには優れた点を持っているが、信号
を復調するときにキャリア成分を再生して直交成分に分
けて符号を判定する同期検波方式しか適用できないとさ
れていた。
を復調するときにキャリア成分を再生して直交成分に分
けて符号を判定する同期検波方式しか適用できないとさ
れていた。
（発明が解決しようとする課題）
そのため復調のための装置が複雑になるとともに、キャ
リア再生のための引き込み時間が必要なためバースト伝
送のような短い時間でデータを伝送する方式には通さな
いという欠点があった。
リア再生のための引き込み時間が必要なためバースト伝
送のような短い時間でデータを伝送する方式には通さな
いという欠点があった。
本発明の目的は、これらの欠点を解決するため、移動通
信に適した変調方式として０ＱＰＳＫ方式を採用してデ
ータ伝送を行う場合に受信側で簡易な復調が可能となる
ようにしたデータ伝送方式を提供することにある。
信に適した変調方式として０ＱＰＳＫ方式を採用してデ
ータ伝送を行う場合に受信側で簡易な復調が可能となる
ようにしたデータ伝送方式を提供することにある。
（課題を解決するための手段）
前記目的を達成するための本発明の特徴は、送信側では
、入力データに対して第１の和分論理変換を行い、その
出力とクロックの２倍の周期をもつ信号との排他的論理
和に対し第２の和分論理変換を行い、その出力をクロッ
クの２倍の周期をもつ信号で２ビットづつサンプルし、
２ビットのサンプルデータのうち一方を１クロック周期
だけ遅延させた信号と他方のサンプルデータを直交変調
器の同相及び直交成分として入力してオフセットＱＰＳ
Ｋ信号を得て送信し、受信側では遅延検波により復調す
るデータ伝送方式にある。
、入力データに対して第１の和分論理変換を行い、その
出力とクロックの２倍の周期をもつ信号との排他的論理
和に対し第２の和分論理変換を行い、その出力をクロッ
クの２倍の周期をもつ信号で２ビットづつサンプルし、
２ビットのサンプルデータのうち一方を１クロック周期
だけ遅延させた信号と他方のサンプルデータを直交変調
器の同相及び直交成分として入力してオフセットＱＰＳ
Ｋ信号を得て送信し、受信側では遅延検波により復調す
るデータ伝送方式にある。
（作用）
上記構成により得られるオフセットＱＰＳＫ信号は、受
信側で簡易な復調が可能で、従来のＱＰＳに信号の復調
に用いられる遅延検波、全波整流及び識別回路の組合せ
で復調することができる。なお、送信側における和分論
理変換と排他的論理和は本発明の重要な特徴である。
信側で簡易な復調が可能で、従来のＱＰＳに信号の復調
に用いられる遅延検波、全波整流及び識別回路の組合せ
で復調することができる。なお、送信側における和分論
理変換と排他的論理和は本発明の重要な特徴である。
（実施例）
第１図は本発明の特許請求範囲（１）の実施例である。
送信データ１は和分論理変換回路３を通り和分論理変換
され、クロックの２倍の周期の信号２と排他的論理和を
求められ、再び和分論理変換回路４を通り和分論理変換
され、サンプル回路５でクロックの２倍の周期の信号で
２ビットサンプリングされる。なお、和分論理変換回路
は１ビット前の信号と現在の信号との排他的論理和をと
る回路である。
され、クロックの２倍の周期の信号２と排他的論理和を
求められ、再び和分論理変換回路４を通り和分論理変換
され、サンプル回路５でクロックの２倍の周期の信号で
２ビットサンプリングされる。なお、和分論理変換回路
は１ビット前の信号と現在の信号との排他的論理和をと
る回路である。
２ビットのうち前の１ビットは直交変調器７の同相成分
に直接入力され、後の１ビットは遅延回路６を通り１ビ
ット分遅延され直交変調器７の直交成分に入力され、送
信機８を通り送信アンテナ９から送信される。
に直接入力され、後の１ビットは遅延回路６を通り１ビ
ット分遅延され直交変調器７の直交成分に入力され、送
信機８を通り送信アンテナ９から送信される。
送信波１０は受信アンテナ１１により受信され、受信機
１２を通り受信信号１３を出力する。受信信号１３は遅
延回路１４により１ビット遅延された信号と乗算され高
周波を除去するローパスフィルタ１５を通り遅延検波さ
れる。この信号はクロック再生回路１８に入力されてク
ロックを再生するとともに全波整流回路１６で整流され
、識別回路１７で識別して受信データ１９を出力する。
１２を通り受信信号１３を出力する。受信信号１３は遅
延回路１４により１ビット遅延された信号と乗算され高
周波を除去するローパスフィルタ１５を通り遅延検波さ
れる。この信号はクロック再生回路１８に入力されてク
ロックを再生するとともに全波整流回路１６で整流され
、識別回路１７で識別して受信データ１９を出力する。
このような方法で送信データが受信側で再生される原理
について以下説明する。第２図は第１図で示した本発明
実施例の各部分での信号の例を示したものである。排他
的論理和を挟んで２同和分論理変換されたデータは２ビ
ット毎にサンプリングされ２ビットのうち一方は１ビッ
ト遅延されてそれぞれ同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成
分となり直交変調器で変調される。変調波の位相はＩ、
Ｑ成分が（Ｊ、 ｌ）のとき４５° （０，１）のと
き１３５° （０，０）のとき ２２５° （１，
０）のとき３１５°となる。受信側の遅延検波出力は１
ビット前に送られてきた信号との位相差をΔΦ３とすれ
ば ＳＩＮ （ΔΦ、） で出力される。つまり９０°増えたときに１．９０゜減
ったときに−１、変化しないときに０を出力する。全波
整流すると１または−１のときＩ、ＯのときＯを出力す
る。識別回路では整流出力が１のとき論理出力０を、整
流出力がＯのとき論理用カニを出力するようにすると、
第２図で示したように送信データを受信側で再生するこ
とができる。
について以下説明する。第２図は第１図で示した本発明
実施例の各部分での信号の例を示したものである。排他
的論理和を挟んで２同和分論理変換されたデータは２ビ
ット毎にサンプリングされ２ビットのうち一方は１ビッ
ト遅延されてそれぞれ同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成
分となり直交変調器で変調される。変調波の位相はＩ、
Ｑ成分が（Ｊ、 ｌ）のとき４５° （０，１）のと
き１３５° （０，０）のとき ２２５° （１，
０）のとき３１５°となる。受信側の遅延検波出力は１
ビット前に送られてきた信号との位相差をΔΦ３とすれ
ば ＳＩＮ （ΔΦ、） で出力される。つまり９０°増えたときに１．９０゜減
ったときに−１、変化しないときに０を出力する。全波
整流すると１または−１のときＩ、ＯのときＯを出力す
る。識別回路では整流出力が１のとき論理出力０を、整
流出力がＯのとき論理用カニを出力するようにすると、
第２図で示したように送信データを受信側で再生するこ
とができる。
第３図は本発明の別の実施例である。送信データ２０は
和分論理変換回路２Ｉを通り和分論理変換さね、クロッ
クの２倍の周期の信号２２と排他的論理和を求められ、
再び和分論理変換回路２３を通り和分論理変換さね、サ
ンプル回路２４でクロックの２倍の周期の信号で２ビッ
トサンプリングされる。
和分論理変換回路２Ｉを通り和分論理変換さね、クロッ
クの２倍の周期の信号２２と排他的論理和を求められ、
再び和分論理変換回路２３を通り和分論理変換さね、サ
ンプル回路２４でクロックの２倍の周期の信号で２ビッ
トサンプリングされる。
２ビットはローパスフィルタ２６を通り直交変調器２８
の同相成分に直接入力され、後の１ビットは遅延回路２
５を通り１ビット分遅延されローパスフィルタ２７を通
り直交変調器２８の直交成分に入力さね、送信器２９を
通り送信アンテナ３０から送信される。送信波３１は受
信アンテナ３２により受信され、受信機３３を通り受信
信号３４を出力する。受信信号３４はリミッタ３５を通
り遅延回路３６により１ビット遅延された信号と乗算さ
れ高周波を除去するローパスフィルタ３７を通り遅延検
波される。この信号はクロック再生回路３８に入力され
てクロックを再生するとともに全波整流回路３９で整流
され、識別回路４０で識別して受信データ４１を出力す
る。
の同相成分に直接入力され、後の１ビットは遅延回路２
５を通り１ビット分遅延されローパスフィルタ２７を通
り直交変調器２８の直交成分に入力さね、送信器２９を
通り送信アンテナ３０から送信される。送信波３１は受
信アンテナ３２により受信され、受信機３３を通り受信
信号３４を出力する。受信信号３４はリミッタ３５を通
り遅延回路３６により１ビット遅延された信号と乗算さ
れ高周波を除去するローパスフィルタ３７を通り遅延検
波される。この信号はクロック再生回路３８に入力され
てクロックを再生するとともに全波整流回路３９で整流
され、識別回路４０で識別して受信データ４１を出力す
る。
一般に直交変調器に入力する前でローパスフィルタを通
すことによって送信スペクトラムを狭くできることが知
られている。しかし、このようにベースバンドで帯域制
限されて変調された信号は受信側で遅延検波するときに
位相が変動し振幅も判定する時点で小さくなるため受信
信号レベルに対するデータの誤り率特性が劣化する。そ
のため、ベースバンド帯域制限を行うローパスフィルタ
のデータを入力したときの時間応答を、受信側での判定
時点すなわち■及びＱ成分に入力されるデータの中央か
ら前後１／２ビットの時点で１の値を取り、それ以外で
はＯとなるようにすることによって帯域制限を行わない
ときと同じ誤り率特性となるようにすることが可能であ
る。また、遅延検波で必要な情報は位相差の情報だけで
あるので受信信号をリミッタに通してもデータを再生す
ることができる。
すことによって送信スペクトラムを狭くできることが知
られている。しかし、このようにベースバンドで帯域制
限されて変調された信号は受信側で遅延検波するときに
位相が変動し振幅も判定する時点で小さくなるため受信
信号レベルに対するデータの誤り率特性が劣化する。そ
のため、ベースバンド帯域制限を行うローパスフィルタ
のデータを入力したときの時間応答を、受信側での判定
時点すなわち■及びＱ成分に入力されるデータの中央か
ら前後１／２ビットの時点で１の値を取り、それ以外で
はＯとなるようにすることによって帯域制限を行わない
ときと同じ誤り率特性となるようにすることが可能であ
る。また、遅延検波で必要な情報は位相差の情報だけで
あるので受信信号をリミッタに通してもデータを再生す
ることができる。
なお、遅延検波出力を２つのレベルで識別し、１または
−１のとき論理出力０を、０のとき論理出力１を出力す
るようにしてもよい。
−１のとき論理出力０を、０のとき論理出力１を出力す
るようにしてもよい。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明では０ＱＰＳに信号を遅延
検波により復調してデータの伝送を行うことができるた
め、受信装置を簡易にでき、バースト信号のような短い
信号の伝送に適するという利点がある。なお、本発明は
無線通信に限定されることはなく、有線通信にも通用す
ることができる。
検波により復調してデータの伝送を行うことができるた
め、受信装置を簡易にでき、バースト信号のような短い
信号の伝送に適するという利点がある。なお、本発明は
無線通信に限定されることはなく、有線通信にも通用す
ることができる。
第１図は本発明の特許請求範囲（１）の実施例、第２図
は第１図°で示した実施例の各部分の信号の例を示した
図、第３図は本発明の別の実施例、第４図はＱＰＳに及
び０ＱＰＳＫ変調方式の位相変化を示した図である。 １：送信データ、 ２：クロツタの２倍の周期の信号、 ３：和分論理変換回路、４：和分論理変換回路、５：サ
ンプル回路、 ７：直交変調回路、 ９：送信アンテナ、 ｌ：受信アンテナ、 ３：受信信号、 ５：ローパスフィルタ、 ７：識別回路、 ９：受信データ、 ２１：和分論理変換回路、 ２２：クロックの２倍の周期の信号、 ２３：和分論理変換回路、２４：サンプル回路、２５：
遅延回路、 ２６：ローパスフィルタ、２７ニロ
ーパスフイルタ、２８：直交変調回路、２９：送信機、
３０：送信アンテナ、３Ｉ：送信波、
３２：受信アンテナ、３３：受信機、
３４：受信信号、３５：リミッタ、 ３６：遅延
回路、３７：ローパスフィルタ、３８：クロック再生、
３９：全波整流、 ４０：識別回路、４１：受信
データ。 ６：遅延回路、 ８：送信機、 ０：送信波、 ２：受信機、 ４：遅延回路、 ６：全波整流回路、 ８：クロツタ再生回路、 ２０：送信データ、 ；１Ｊ 乙 図 第 図
は第１図°で示した実施例の各部分の信号の例を示した
図、第３図は本発明の別の実施例、第４図はＱＰＳに及
び０ＱＰＳＫ変調方式の位相変化を示した図である。 １：送信データ、 ２：クロツタの２倍の周期の信号、 ３：和分論理変換回路、４：和分論理変換回路、５：サ
ンプル回路、 ７：直交変調回路、 ９：送信アンテナ、 ｌ：受信アンテナ、 ３：受信信号、 ５：ローパスフィルタ、 ７：識別回路、 ９：受信データ、 ２１：和分論理変換回路、 ２２：クロックの２倍の周期の信号、 ２３：和分論理変換回路、２４：サンプル回路、２５：
遅延回路、 ２６：ローパスフィルタ、２７ニロ
ーパスフイルタ、２８：直交変調回路、２９：送信機、
３０：送信アンテナ、３Ｉ：送信波、
３２：受信アンテナ、３３：受信機、
３４：受信信号、３５：リミッタ、 ３６：遅延
回路、３７：ローパスフィルタ、３８：クロック再生、
３９：全波整流、 ４０：識別回路、４１：受信
データ。 ６：遅延回路、 ８：送信機、 ０：送信波、 ２：受信機、 ４：遅延回路、 ６：全波整流回路、 ８：クロツタ再生回路、 ２０：送信データ、 ；１Ｊ 乙 図 第 図
Claims (2)
- （１）送信側では、入力データに対して第１の和分論理
変換を行い、その出力とクロックの２倍の周期をもつ信
号との排他的論理和に対し第２の和分論理変換を行い、
その出力をクロックの２倍の周期をもつ信号で２ビット
づつサンプルし、２ビットのサンプルデータのうち一方
を１クロック周期だけ遅延させた信号と他方のサンプル
データを直交変調器の同相及び直交成分として入力して
オフセットＱＰＳＫ信号を得て送信し、 受信側では遅延検波により復調することを特徴とするデ
ータ伝送方式。 - （２）送信側において、直交変調器にデータを入力する
前にローパスフィルタを通し、そのローパスフィルタを
通すことによるデータの時間応答が、データの中心から
前後クロック周期の１／２の時点で１となり、当該時点
からクロック周期離れるごとに０となるようにしたこと
を特徴とする請求項１記載のデータ伝送方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1017465A JP2540929B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | デ―タ伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1017465A JP2540929B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | デ―タ伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02200042A true JPH02200042A (ja) | 1990-08-08 |
| JP2540929B2 JP2540929B2 (ja) | 1996-10-09 |
Family
ID=11944771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1017465A Expired - Lifetime JP2540929B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | デ―タ伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2540929B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013172267A (ja) * | 2012-02-20 | 2013-09-02 | Oki Electric Ind Co Ltd | デジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システム |
-
1989
- 1989-01-30 JP JP1017465A patent/JP2540929B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013172267A (ja) * | 2012-02-20 | 2013-09-02 | Oki Electric Ind Co Ltd | デジタルデータ送信装置、デジタルデータ受信装置及びデジタルデータ伝送システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2540929B2 (ja) | 1996-10-09 |
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