JPH02211060A - 高周波リンク変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、高周波リンクを有する電力変換装置に関する
。

（従来の技術） 第３図は、従来の高周波リンク変換装置の構成図を示す
。

図において、ＳＵＰは交流電源、　Ｌ、は交流リアクト
ル、ＣＣは循環電流式サイクロコンバータ。

ＣＡＰは高周波進相コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置を
表わす。サイクロコンバータＣＣは正群コンバータｓｓ
ｐ、負群コンバータＳＳＮ、直流リアクトルＬｏｄｅ　
Ｌ０２で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器Ｃ’ｒ、、　　電圧
検出器ＰＴＨ１整流回路り、電圧制御回路ＡＶＲ１電流
制御回路ＡＣＲ１位相制御回路ＰＨＣ及び外部発振器０
８゜が用意されている。

サイクロコンバータＣＣは、進相コンデンサＣＡＰに印
加される電圧ｖａｔ　Ｖｂｅ　ｖｃの波高値ｖ　ｃａｐ
がほぼ一定になるように、交流電源ＳＵＰから供給され
る入力電流工ｓを制御する。当該入力電流ＩＳは電源電
圧ＶＳと同相の正弦波に制御され、入力力率が１で、か
つ入力電流の高調波成分が極めて小さい運転を行うこと
ができる。

サイクロコンバータＣＣの位相制御回路ＰＨＣには、外
部発振器Ｏｓ０から３相基準信号ｅａｔ　ｅｂ−＋ｅ０
が与えられ、当該信号Ｓａｐ　ｅｂ＋　ｅｃを基準にし
て、サイクロコンバータＣＣの位相制御が行われる。

進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧ＶａｔＶｂｐ　
ｖｃの周波数と位相は、前記基準信号ｅａｒｅｂ＊　ｅ
Ｇの周波数と位相に一致するようにサイクロコンバータ
ＣＣの循環電流が調整される。

負荷装置ＬＯＡＤは、進相コンデンサＣＡＰを高周波電
源とするもので、誘導電動機を駆動するサイクロコンバ
ータあるいは直流電動機を駆動する他励コンバータ等が
ある。

（発明が解決しようとする課Ｍ） 上記従来の高周波リンク変換装置は、次のような問題点
がある。

すなわち、電源ＳＵＰが単相交流電源の場合。

当該電源ＳＵＰから供給される電流１．を電源電圧Ｖ、
と同相（力率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御して
も、電源ＳＵＰから供給される有効電力ｐｓ＝ｖｓ−１
，は次式のように電源周波数ｆｓの２倍の周波数で変動
する。

Ｐａ＝Ｖ、−ｒ８ ＝ＶＳｍ・ｓｉｎω５ｔＸＩｓｌｌＩＩＳｉｎωｓ１”
”’　””　（１−ｃｏｓ２ｃｖＢｔ）　　　−■第４
図は、そのときの電圧ｖｓ、電流Ｉｓ及び電力Ｐ、の各
波形を示す。

この有効電力ｐｓがサイクロコンバータＣＣを介して高
周波進相コンデンサＣＡＰに供給され。

次式のようにエネルギーとして蓄積される。

’Ｃｃａｐ’Ｖ″”ｃａｐ＝　Ｐｓ　”　ｔ　　　　　
　−（２１進相コンデンサＣＡＰの容量ｃ　ｃａｐ　＝
一定とすれば、有効電力Ｐｓの変動はそのまま進相コン
デンサの印加電圧ｖ　ｃａｐの変動となって現われる。

このためこの電圧ｖ　ｃａｐを利用して自然転流するサ
イクロコンバータＣＣや負荷装置に安定した高周波電圧
を供給できなくなり、転流失敗をひき起こす原因にもな
っていた。サイクロコンバータの転流失敗は、進相コン
デンサＣＡＰの電圧確立を妨げ、かつ素子破壊等をもた
らす、ものである。

本発明は１以上の問題点に鑑みてなされたもので、電源
あるいは負荷が単相交流であった場合でも、さらには不
平衡負荷となった場合でも、高周波リンク電圧を安定に
保ち、転流失敗の発生しない高周波リンク変換装置を提
供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（ａ題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、交流電源と、
当該交流電源に出力側端子が接続された第１のサイクロ
コンバータと、当該用１のサイクロコンバータの入力側
端子に接続された高周波電圧源と、当該高周波電圧源に
接続された負荷装置と、前記高周波電圧源に入力側端子
が接続された第２のサイクロコンバータと、当該第２の
サイクロコンバータの出力側端子に接続された直流電圧
源とを具備している。

（作用） 第１のサイクロコンバータは、直流電圧源（通常直流平
滑コンデンサで構成される）の電圧がほぼ一定になるよ
うに、交流電源から供給される入力電流を制御する。入
力電流は電源電圧と同相の正弦波に制御され、入力力率
＝１で入力電流の高調波成分が少ない状態で運転される
。また、第２のサイクロコンバータは、高周波電圧源（
通常、高周波進相コンデンサあるいはＬＣ共振のタンク
回路で構成される）の電圧の波高値がほぼ一定になるよ
うに、前記直流電圧源から供給される電流を制御する。

単相の交流電源で、負荷が３相平衡負荷である場合、当
該交流電源からは電源周波数の２倍の周波数で変動する
有効電力が供給される。

そこで、当該電力変動分に見合った有効電力を第２のサ
イクロコンバータを介して、前記直流電圧源から供給す
る。故に、高周波電圧源に出入りする有効電力はつり合
って、実質的なエネルギーの出し入れはなくなり、当該
高周波電圧は、安定化される。ここで、直流電圧源には
、単相電力の変動分だけエネルギーが出入りするため、
当該直流電圧が変動するようになる。しかし、直流電圧
源として直流平滑コンデンサあるいはバッテリー等を用
いることにより、エネルギー蓄積容量を増大させること
は容易であるので、前記直流電圧の変動も容易に抑える
ことができる。３相交流電源で負荷が３相不平衡負荷を
とった場合も同様に、高周波電源の電圧は安定化され、
転流失敗のない高周波リンク変換装置を提供できる。

（実施例） 第１図は、本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示
す構成図である。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、　　Ｌｓは交流リアクト
ル、ＣＣ−１は第１の循環電流式サイクロコンバータ、
ＣＡＰは高周波進相コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置、
ＣＣ−２は第２の循環電流式サイクロコンバータ、Ｌｄ
は直流リアクトル、Ｃｄは直流平滑コンデンサである。

第１のサイクロコンバータＣＣ−１は、正群コンバータ
ｓ　ｐｌ、負群コンバータＳＮ工及び直流リアクトルＬ
Ｂｉｇ　Ｌａｇから構成されている。

また、第２のサイクロコンバータＣＣ−２は。

正群コンバータＳＰ２、負群コンバータＳＮ、及び直流
リアクトルＬ。３＋ＩＪＯ４で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器ＣＴｓ、ＣＴｄ、電
圧検出器ＰＴ、、整流回路Ｄ、比較器Ｃ１〜Ｃ４゜加算
器ＡＬ−Ａ、、直流電圧制御補償回路ａＶｉ、高周波電
圧制御補償回路Ｇｖ２．入力電流制御補償回路Ｇ工い直
流電流制御補償回路Ｇ工２．比例増幅器に、、　Ｋ、、
乗算器ＭＬ、位相制御回路ＰＨＣ□。

ＰＨＣ，、外部発振器０８０が用意されている。

負荷装置ＬＯＡＤは１例えば、誘導電動機を駆動するサ
イクロコンバータや直流電動機を駆動する他励コンバー
タ等が考えられ、ここでは、３相平衡負荷をとるものと
する。

第１のサイクロコンバータＣＣ−１は負荷装置ＬＯＡＤ
がとる有効電力ＰＬに見合った電力Ｐｌを電源ＳＵＰか
ら供給するように制御する。それと同時に第２のサイク
ロコンバータＣＣ−２の出力側端子に接続された直流平
滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがほぼ一定にな
るように入力電流１．を制御する。

第２のサイクロコンバータＣＣ−２は高周波コンデンサ
ＣＡＰに印加される電圧Ｖａ＊　Ｖｂｅ　ｖｃの波高値
ｖ　ｃａｐがほぼ一定になるように直流電流Ｉｄを制御
する。また、負荷装置ＬＯＡＤがとる電力ＰＬと電源Ｓ
ＵＰから供給される電力Ｐよとの間に差がある場合、そ
の差分Ｐ、−ｐｉに応じた電力を一時的に直流平滑コン
デンサから供給するように前記直流電流Ｉｄを制御する
。

２台のサイクロコンバータＣＣ−１，ＣＣ−２の位相制
御には外部発振器Ｏｓ０からの３相基準電圧ｅａｔ　ｅ
ｂｖ　（９Ｃの信号を用いており、上記コンデンサＣＡ
Ｐに印加される電圧Ｖａｔ　Ｖｂｅ　ｖｅの周波数と位
相は、当該基準電圧ｅａｒ　ｅｂｔ　ｅＧの周波数と位
相に一致する。

進相コンデンサＣＡＰの電圧ｖａｓ　Ｖｂｙ　Ｖ６を確
立させるための起動動作及び電圧確立後、当該電圧ｖａ
ｔ　Ｖｂｙ　ｖｃの周波数と位相が上記基準電圧ｅａ＊
　ｅｂｔ　ｅＣの周波数と位相が一致する動作の説明は
、特開昭６３−２３５９１号公報に詳しく記載されてい
るので、それらを参照願いたい。

電圧確立後、第１及び第２のサイクロコンバータＣＣ−
１，・ＣＣ−２は次のように制御される。

まず、説明の便宜上、直流平滑コンデンサｃｄの電圧ｖ
ｄが確立されているものとして、第２のサイクコンバー
タＣＣ−２の制御動作を説明する。

電圧検出器ＰＴＨにより、高周波進相コンデン＋　ＣＡ
　Ｐ　ニ印加される３相電圧Ｖ　ａ　ｙ　Ｖ　ｂ　＊　
Ｖ　ｃを検出し、整流回路りを介して、電圧波高値ｖ　
ｃａｐを求める。

比較器Ｃ３は、上記電圧波高値ｖ　ｃａｐとその指令値
ＶＬ、を比較し、その偏差ε、＝Ｖ九Ｐ　　ｖｃａｐを
、高周波電圧制御補償回路ＧＶａに入力する＋＋Ｇｙ２
では、当該偏差ε、を増幅あるいは積分し、加算器Ａ３
を介して、直流電流指令値Ｉｄを出力する。

次の比較器Ｃ４では、電流検出器ＣＴｄによって検出し
た直流検出値Ｉｄと上記直流電流指令値Ｉｄを比較し、
その偏差ξ＊＝Ｉｄ　　Ｉｄを直流電流制御補償回路Ｇ
Ｘｚに入力する。ＧＩｚでは、当該偏差ε、を増幅（あ
るいは積分）し、加算器Ａ、を介して、位相制御入力信
号Ｖα２を求める。ここで、ＧＩ２を反転増幅器（ゲイ
ンニーに、、）とすると、？／（Ｅｌは次式のようにな
る。

ｖ　、、　＝　−Ｋ工２・ε、＋Ｅｄ ・・・■ Ｅｄは直流電圧ｖｄに比例した値で、　ｖｄに対抗する
電圧をあらかじめ、サイクロコンバータＣＣ−２から出
力させるためのものである。

位相制御回路ＰＨＣ２には、外部発振器０８゜から３相
基準信号６ａ＊　ｅｂｔ　ｅ（Ｈが与えられ、当該基準
信号ｅ２Ｌｅ　６ｂｔ　ｅＱと上記入力信号Ｖα２を用
いて、公知の手法により、サイクロコンバータＣＣ−２
を構成する正群コンバータＳＰ２及び負群コンバータＳ
Ｎ２の点弧位相角αＰａｎ　αＮ２を与える。定常状態
ではαＮｚ　＝　１８０’−αＰ２の関係があり、ｖｃ
２に対しては次式が成り立つ。

Ｚ’ａａ”ｃｏｓαＰａ”Ｆ　　ｃｏｓαＮ２…■また
、正群及び負群コンバータの出力電圧ｖｐｚ＋ｖＮ２を
図の矢印の方向を正と考えると１次式の関係が成り立つ
。

ｖｃ２：ｋｖ′ｖＣａＰ′ＣＯ８αＰｚ″Ｚ’　Ｃ１ｚ
　　　　　　°°゛■ＶＮ２＝　　ｋｖ”Ｖｃａｐ”ｅ
Ｏ８αＮｚ”ｆａｘ　　　　　”・Ｃ４）ただし、ｖ　
ｃａｐは高周波電圧波高値、ｋＶは比例定数 サイクロコンバータＣＣ−２の出力電圧は正群及び負群
コンバータの出力電圧の平均値（ＶＰ２＋ＶＮ２）／２
となる。故に、ＣＧ−２の出力電圧はｖｃ２に比例した
値となる。

直流リアクトルＬｄには、直流電圧Ｖｄと上記ＣＣ−２
の出力電圧（Ｖ　Ｐａ　＋　Ｖ　ｐｉｔ　）　／　２の
差電圧が印加され、　その差電圧Ｖａ　　（Ｖｐ２＋　
Ｖｒｉｘ’）／　２　ニよって直流電流Ｉｄが決定され
る。

０式のＥｄによって常にｖｄに対抗する電圧がサイクロ
コンバータＣＣ−２から発生するので、Ｌｄに印加され
る電圧ＶＬ、ｏはに工２・ε、に比例した値となる。

Ｉｄ＞Ｉｄとなった場合、偏差ε、は正の値となり、Ｖ
ｔ、Ｏを増加させて、直流電流Ｉｄを増大させる。逆に
、Ｉａ＜Ｉｄとなった場合、　偏差ε、は負の値となり
、ＶＬ、ｏも負の値となって直流電流Ｉｄを減少させる
。故に、ｒｄＨｘ二となるように制御される。

また、高周波電圧の波高値ｖ　ｃａｐは次のようにして
制御される。

ｖｃａｐ＞ｖｃａＰどなった場合、偏差Ｅ４は正の値と
なり、制御補償回路ＧＶｉで増幅（あるいは積分）され
て、直流電流の指令値Ｉ：を増加させる。実電流Ｉｄは
当該指令値Ｉゴに一致するように制御されるので、平滑
コンデンサＣｄから有効電力Ｐｄ＝Ｖａ・Ｉｄが高周波
コンデンサＣＡＰに供給される。

故に、平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが城少し、
その分高周波コンデンサＣＡＰの蓄積エネルギーが増大
し、電圧波高値ｖ　ｃａｐを増加させる。

逆に、　Ｖｃａｐ＜　Ｖｃａｐとなった場合、偏差ε３
は負の値となり、直流電流の指令値Ｉｄも負の値となる
。故に、有効電力ｐｃｔ＝ｖｃｔ・Ｉｄが、高周波コン
デンサＣＡＰから平滑コンデンサｃｄに回生され、Ｃｄ
の蓄積エネルギーが増加し、ＣＡＰの蓄積エネルギーは
減少する。従って、Ｖ　ｅａＰも減少し、最終的に■。

ａｐ’＝Ｖ：ａｐとなって落ち着く。

以上のようにして、第２のサイクロコンバータＣＣ−２
は、高周波コンデンサＣＡＰの電圧波高値ｖ　ｃａｐが
その指令値ｖ　：ａｐに一致するように直流電流Ｉｄを
制御する。

次に、第１のサイクロコンバータＣＣ−１によって前記
直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄをほぼ一
定に制御し、かつ、負荷装置！ＬＯＡＤがとる有効電力
ＰＬに見合った電力Ｐ１を交流電源ＳＵＰから供給する
制御動作を説明する。

比較器Ｃ１によって、直流電圧ｖｄの検出値とその指令
値Ｖ：を比較し、偏差Ｅユ＝ＶニーＶｄを求め、直流電
圧制御補償回路ＧＶ１に入力する。

ＧＶｚでは、当該偏差ε１を増幅（あるいは積分）し、
加算器Ａ□を介して、入力電流工ｓの波高値指令Ｉ□を
与える。

乗算器ＭＬによって、上記波高値指令工、と、電源電圧
ＶＳに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを掛は合わせ、入
力電流指令値工ｚを求める。

本　　　　本　　　　。

１、＝Ｉｓ−“８１ｎωｔ ・・・（ハ） 次に、電流検出器ＣＴｓによって検出した入力電流１．
と上記電流指令値Ｉ：を比較器Ｃ２に入力し、偏差εｚ
＝Ｉａ　　Ｉｄを求める。

当該偏差Ｅ２は入力電流制御補償回路Ｇ、□によって反
転増幅（ゲインニーＫＸ工）され、加算器Ａｓを介して
位相制御回路ＰＨ０１に入力される。

故に、　ＰＨＣｌの位相制御入力信号Ｖａ、は次式のよ
うになる。

９６ｎ：　　ＫＸｚ　”　Ｍｘ＋Ｅ８ ・・・■ ここで、ＥＢは電源電圧Ｖ８に比例した値で、Ｖ５に対
抗する電圧をあらかじめ、サイクロコンバータＣＣ−１
から出力させるためのものである。

位相制御回路ＰＨＣ工には、外部発振量０３゜から３相
基準信号Ｓａｙ　８ｂｙ　ｅ６が与えられ、当該基準信
号と上記入力信号すα、を用いて公知の手法により、サ
イクロコンバータＣＣ−１の位相制御を行う。

正群コンバータＳＰ、の点、弧位相角、αＰ１に対して
、負群コンバータＳＮ、の点弧位相角αＮ８は、定常状
態において、　αＮｔ４１８０’−αＰ１の関係を有し
、上記入力信号Ｖα、に対しては、次の関係式％式％ また。正群及び負群コンバータの出力電圧ＶＰ□。

ＶＮＬを図の矢印の方向を正の値と考えると、各々次式
のようになる。

Ｖｐ、ｃｃ　ｋｙ−Ｖｃａｐ−ｃｏｓａｐ、”’：　ｆ
ａｘ　　　　　−ｅＶＮＩ”　　ｋｖ”Ｖｃａｐａｃｏ
ｓαＮ、ＣＣｙα、　　　　…■サイクロコンバータＣ
Ｃ−１の出力電圧は正群及び負群コンバータの出力電圧
の平均値（Ｖｐｘ＋ＶＮ□）／２となり１位相制御回路
信号Ｖα、に比例した値となる。

交流リアクトルＬ、には、電源電圧ＶＳと上記ＣＣ−１
７７）出力電圧（Ｖｐｚ　＋　Ｖｓｔ）／　２　の差電
圧が印加され、当該差電圧Ｖ　ｓ　　（Ｖ　Ｐｌ　＋Ｖ
　Ｎｘ　）　／　２によって、入力電流１．が決定され
る。

０式のＥ、によって常に電源電圧Ｖ、に対抗する電圧が
サイクロコンバータＣＣ−１から発生するので、交流り
・アクドルＬｇに印加される電圧ｖＬｓは、Ｋ工、・ε
２に比例した値となる。

Ｉ：＞Ｉｄとなった場合、偏差ε２は正の値となり、ｖ
Ｌｓを増加させて入力電流１．を増加させる。

逆にＩＳ＜Ｉｄとなった場合、偏差ε２は負の値となり
、Ｖｔ、ａも負の値となって入力電流Ｉｓを減少させる
。故に、Ｉ、〜ＩＨとなるように制御される。

指令値Ｂを正弦波状に変化させれば、実電流Ｉｓもそれ
に追従して正弦波電流となる。

入力電流の指令値Ｂは、０式で示したように。

電源電圧Ｖ　ｓ　＝Ｖ　ｓｗａ・ｓｉｎωｔと同相の正
弦波で与えられ、その結果、入力力率は常に１となり、
入力電流Ｉｓに含まれる高調波成分はほとんどなくなる
。

直流電圧Ｖｄは次のようにして制御される。

まず、ｖｄ＞ｖｄとなった場合を説明する。偏差ε１は
正の値となり、制御補償回路ＧＶよ及び加算器Ａ□を介
して入力電流の波高値指令Ｂｍを増加させる。故に入力
電流ｒｓ＝１．が増大し、有効電力ｐ、＝ｖ、・１．が
電源ＳＵＰから高周波コンデンサＣＡＰに供給され、高
周波電圧ｖ　ｃａｐを上昇させる。その結果、　Ｖｃａ
ｐ＜Ｖｃａｐとなり、直流電流指令値Ｉｄは負の値とな
る。　Ｉｄ＝Ｉｄに制御されるので、電力Ｐｄ＝Ｖｄ・
Ｉｄが直流平滑コンデンサＣｄに回生され、直流電圧Ｖ
ｄを増加させ、ｖｄ弁Ｖ：となって落ち着く。

又、Ｖｆｆ＜ｖ、１となった場合、偏差ε□は負の値と
なり、Ｇｖ、及びＡ、を介して、　Ｉｇｌｍを負の値に
する。その結果、有効電力Ｐ、＝Ｖ、・１．が高周波コ
ンデンサＣＡＰから交流電源ＳＵＰに回生され、高周波
電圧ｖ　ｃａｐを減少させる。故に％　Ｖｃａｐ＞Ｖｃ
ａｐとなり、直流電流指令値工：を増加させ。

電力Ｐｄ＝Ｖｄ・Ｉｄが直流平滑コンデンサｃｄから高
周波コンデンサＣＡＰに供給され、直流平滑コンデンサ
の蓄積エネルギーが減って、直流電圧Ｖｄは減少する。

やはり最終的にｖａ＝ｖｆｆとなって落ち着く。

以上のようにして、直流電圧Ｖｄ及び高周波電圧ｖｃａ
ｐは、各々の指令値に従ってほぼ一定に制御される。

負荷装置ＬＯＡＤが有効電力ｐ、をとった場合。

−時的に、Ｖｃａｐ＞Ｖｃａｐとなり、ＣＣ−２によっ
て、直流電流Ｉｄを増加させ、　　Ｖ　ｃａｐ　押Ｖ　
ｃａｐに制御する。その結果、ｖｄが減少し、ＶＨ＞ｖ
ｄとなり、ＣＧ−１によって入力電流１．を増加させ、
上記のように、Ｖｄ＝Ｖｄとなるように制御する。

最終的には、ｐｉ＝ｖ、・Ｉ５句ＰＬとなって全体的に
落ち着く。

このような負荷急変に対する応答を改善するために、前
向きの制御補償を行っている。

すなわち、負荷装置ＬＯＡＤがとる有効電力ＰＬを検知
（あるいは演算等により算出）シ、その値を比例増幅器
に工に入力し、負荷の有効電力ＰＬに見合った入力電流
の波高値指令Ｂｍ。を加算器Ａ□に入力する。単相電源
５ｔｒｐの場合、Ｉｇｌｍ。

は次式のように求められる。

ただし、ｖｓ、は電源電圧の波高値、 この結果、負荷ＬＯＡＤが有効電力ＰＬをとると、ただ
ちに、交流電源ＳＵＰから、有効電力Ｐｉ（平均値）が
供給され、しかも となって、高周波コンデンサＣＡＰの印加電圧ｖ　ｃａ
ｐを変動させないように制御することが可能となる。

しかし、単相電源の場合、供給される有効電力ｐｉは正
確には、次式のようになる。

故に、（１２）式の右辺第２項の成分が残り、高周波電
圧ｖ　ｃａｐを変動させようとする。

第２図は第１図の装置の各部の電圧、電流及び電力の波
形を示すもので、Ｖｌは電源電圧、１．は入力電流、ｐ
ｉは入力電力、ＰＬは負荷の電力。

ｖｄは直流電圧、Ｉｄは直流電流を表わす。

入力電流１．は電源電圧Ｖａと同相の正弦波に制御され
、入力力率＝１で高調波の少ない電流となる。

入力電力ｐｉ＝ｖ、・Ｉｓは電源周波数ｆｓの２倍の周
波数で変化する。その平均値Ｐｉは負荷電力ＰＬに略一
致する。

高周波コンデンサＣＡＰには、入力電力ｐｉと負荷電力
ＰＬの差が出入りし、　その結果、高周波電圧の波高値
ｖ　ｃａｐが変化しようとする。　しかし第２のサイク
ロコンバータによって、　　ｖｃ、、句Ｖ　：、、　＝
一定になるように直流電流Ｉｄを制御するため、高周波
電圧ｖ　ｃａｐはほぼ一定に保たれる。

故に今度は、直流平滑コンデンサＣｄに上記電力の差分
ｐｉ−ｐＬが出入り、直流電圧Ｖｄが変動するようにな
る。　しかし、直流平滑コンデンサＣｄのエネルギー蓄
積容量を増大させることは容易であるので、前記単相電
源に伴なう有効電力の変動分を吸収させるだけのコンデ
ンサ容量を用意することにより、直流電圧ｖｄの変動を
小さく抑えることができる。

ここで、上記のように高周波電圧ｖ　ｃａｐの変化を待
って直流電流Ｉｄを制御していたのでは、制御遅れ等に
より当該高周波電圧ｖ　ｃａｐが多少なりとも変動する
のを避けられない。

そこで、電力の差分Ｐ、−Ｐｉに応じて、前向きに直流
電流Ｉｄを制御し、高周波電圧ＶｅａＰの変動を抑えて
いる。

すなわち、第１図において、負荷ＬＯＡＤがとる有効電
力ＰＬと電源ＳＵＰからの入力電力Ｐｉを検出し、加算
器ＡＳに入力し、　ＰＬ−ｐｉの演算を行い、比例増幅
器に３を介して、直流電流指令値Ｉコ。とする。

加算器Ａ、は、高周波電圧制御補償回路Ｇｖ□の出力信
号と上記エゴ。を加えて直流指令値にとしている。

ｖ　ｃａｐ　ｑ　ｖ　ｃａｐとしてＧｖ、の出力信号は
十分小さいものとすると、■：４Ｉ♂。となり、第２図
のように、直流電流Ｉｄが変化し、単相電力の変動分ｐ
Ｌ−ｐｉをただちに打ち消すように流れる。この結果、
高周波電圧ｖ　ｃａｐの変動はなくなり、ｖ　ｃａｐキ
ｖ　ｃａｐとなる。

以上は、単相交流電源ＳＵＰと三相平衡負荷ＬＯＡＤと
して説明したが、電源が三相で、負荷が単相、あるいは
不平衡負荷である場合も同様に適用することができる。

すなわち入力電力Ｐ１と負荷電力ＰＬとの間に差分があ
る場合、　その差分の有効電力をＣＣ−２によって供給
することにより、高周波電圧ｖ　ｃａｐの安定化を図る
ことが可能である。

また、高周波電源として、高周波進相コンデンサＣＡＰ
を用いる場合、第１及び第２のサイクロコンバータのう
ち、少なくともどちらか一方を循環電流式サイクロコン
バータとすれば足りる。すなわち、高周波コンデンサＣ
ＡＰに印加される電圧ｖａｔ　Ｖｂ−Ｖｃの周波数と位
相は外部発振器０５゜から与えられる３相基準信号ｅａ
ｔ　ｅｂｅ　ｅｃの周波数と位相に一致するように、当
該サイクロコンバータの循環電流が制御されるからであ
る。

詳しくは特開昭６３−２３５９１号公報を参照されたい
。

また、高周波電圧源として、リアクトルＬとコンデンサ
Ｃの共振回路を利用したＬＣタンク回路を用いてもよい
、その場合、第１及び第２のサイクロコンバータはどち
らも非循環式サイクロコンバータとしてもよい、しかし
、高周波電圧源の周波数はり、Ｃの定数やサイクロコン
バータがとる無効電力の値に関係し、外部から一定に設
定することはできない、また、位相制御回路の基準信号
は、高周波電圧を直接検出してきて、その電圧に同期し
た信号を用いる必要がある。

直流電圧源とてし直流平滑コンデンサＣｄを用いた場合
を説明したが、よりエネルギー蓄積容量の大きい、バッ
テリー等を用いても同様に適用できる。負荷の電力変動
が大きい場合、当該電力変動分をバッテリー等から第２
のサイクロコンバータＣＣ−２を介して供給し、交流電
源ＳＵＰからは、変動の少ない時間平均の電力を供給す
ることができる。これにより、第１のサイクロコンバー
タの容量や電源系統の設備容量を低減できる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の高周波リンク変換装置によれば
、電源ＳＵＰが単相交流電源であっても。

又、負荷が不平衡負荷となっても第２のサイクロコンバ
ータを介して直流電圧源から補償電力を供給することが
でき、高周波電圧源の電圧を安定に保つことができる。

従って、当該高周波電圧源の電圧を利用して自然転流す
るサイクロコンバータの転流失敗がなくなり、信頼性の
高いシステムを提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示す
構成図、第２図は第１図の装置の動作を説明するための
各都電圧、電流及び電力の波形図。 第３図は従来の高周波リンク変換装置の構成図。 第４図は第３図の装置の動作を説明するためのタイムチ
ャート図である。 ＳＵＰ・・・交流電源　　Ｌｓ・・・交流リアクトルＣ
Ｃ−１・・・第１のサイクロコンバータＣＡＰ・・・高
周波進相コンデンサ ＬＯＡＤ・・・負荷装置 Ｃｄ・・・直流平滑コンデンサ Ｌｄ・・・直流リアクトル ＣＣ−２・・・第２のサイクロコンバータＣＴ！ｌ＋　
ＣＴ４・・・電流検出器 ｐ’ｒ、・・・電圧検出器　Ｄ・・・整流回路Ｃ工〜Ｃ
４・・・比較器　　Ａユ〜Ａ５・・・加算器Ｇｖ、、Ｇ
ｖ、、ａ、８．Ｇｘ、−・・制御補償回路によ、に２・
・・比例増幅器　　ＭＬ・・・乗算器ＰＨＣ□、ＰＨＣ
，・・・位相制御回路ｏ３ｃ・・・外部発振器 第 図

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源と、当該交流電源に出力側端子が接続さ
   れた第１のサイクロコンバータと、当該第１のサイクロ
   コンバータの入力側端子に接続された高周波電圧源と、
   当該高周波電圧源に接続された負荷装置と、前記高周波
   電圧源に入力側端子が接続された第２のサイクロコンバ
   ータと、当該第２のサイクロコンバータの出力側端子に
   接続された直流電圧源とを具備してなる高周波リンク変
   換装置。
2. （２）前記高周波電圧源は高周波進相コンデンサで構成
   されたことを特徴とする請求項（１）に記載の高周波リ
   ンク変換装置。
3. （３）前記第１又は第２のサイクロコンバータのうち少
   なくともどちらか一方を循環電流式サイクロコンバータ
   で構成したことを特徴とする請求項（１）及び請求項（
   ２）に記載の高周波リンク変換装置。
4. （４）前記第１のサイクロコンバータは、前記直流電圧
   源の電圧がほぼ一定になるように前記交流電源から供給
   される電流を制御する手段を具備したことを特徴とする
   請求項（１）に記載の高周波リンク変換装置。
5. （５）前記第２のサイクロコンバータは、前記高周波電
   圧源の電圧波高値がほぼ一定になるように前記直流電圧
   源から供給される電流を制御する手段を具備したことを
   特徴とする請求項（１）ないし請求項（４）に記載の高
   周波リンク変換装置。
6. （６）前記第１のサイクロコンバータは、前記負荷装置
   がとる有効電力に応じて、前記交流電源から供給される
   電流を制御する手段を具備したことを特徴とする請求項
   （１）又は請求項（４）に記載の高周波リンク変換装置
   。
7. （７）前記第２のサイクロコンバータは、前記負荷装置
   がとる有効電力と前記交流電源から供給される有効電力
   の差分に応じて、前記直流電圧源から供給される電流を
   制御する手段を具備したことを特徴とする請求項（１）
   又は請求項（５）に記載の高周波リンク変換装置。