JPH02222294A - バースト信号発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えばビデオカメラ用映像信号処理回路に
組込まれるバースト信号発生回路に関する。

（従来の技術） 例えば、ビデオカメラの映像信号処理回路のカラーエン
コーダ部には、ＮＴＳＣ方式のカラーバースト信号発生
回路が設けられている。

第６図は従来のカラーバースト信号発生回路である。

入力端子１には（Ｂ−Ｙ）変調キャリアが供給され、入
力端子２には（Ｒ−Ｙ）変調キャリアが供給される。（
Ｒ−Ｙ）変調キャリアは、利得制御回路３において振幅
調整された後、加算器５において位相反転された（Ｂ−
Ｙ）変調キャリアとベクトル加算される。

これにより、出力端子６にはバースト信号が得られる。

第７図は、上記のバースト信号発生回路を更に詳しく示
している。

端子１ａと１ｂ間には（Ｂ−Ｙ）変調キャリアが供給さ
れ、端子２ａと２ｂ間には（Ｒ−Ｙ）変調キャリアが供
給される。端子１ａと１ｂはそれぞれ第１の差動増幅器
ＤＩを構成するトランジスタＱ７１と０７２のベースに
接続されている。トランジスタＱ７１と０７２の共通エ
ミッタは、定電流源Ｉｌｌに接続され、トランジスタＱ
７１のコレクタは電源ライン１０に接続され、またトラ
ンジスタＱ７２のコレクタは負荷抵抗Ｒ７３を介して電
源ライン１０に接続されている。

一方、端子２ａ、２ｂのうち端子２ａは、トランジスタ
Ｑ７４．　Ｑ７５の共通ベースに接続され、端子２ｂは
トランジスタＱ　７３．　Ｑ　７Ｂの共通ベースに接続
される。

トランジスタＱ７３とＱ７４は、第２の差動増幅器Ｄ２
を構成し、トランジスタＱ７５とＱ７Ｇは第３の差動増
幅器Ｄ３を構成している。トランジスタＱ７３と０７４
の共通エミッタは、トランジスタＱ７７のコレクタに接
続され、トランジスタＱ７５とＱ７６の共通エミッタは
トランジスタ０７８のコレクタに接続されている。トラ
ンジスタＱ７７とＱ７８は、第４の差動増幅器Ｄ４を構
成しており、トランジスタＱ７７と０７８のエミッタは
、それぞれ抵抗Ｒ７４とＲ７５を介したのち、共通の定
電流源１１２に接続されている。

トランジスタＱ７７とＱ７８のベース間には、バースト
位相制御電圧が端子１１ａ、ｌｌｂを介して供給される
。一方、トランジスタＱ７３とＱ７５の共通コレクタは
、電源ライン１０に接続され、トランジスタＱ７４と０
７８のコレクタは共通に負荷抵抗Ｒ１３を介して電源ラ
イン１０に接続されている。

トランジスタＱ７２．　　Ｑ７４．０７６のコレクタ接
続部は、加算回路として機能し、加算出力は端子５に導
出される。

上記の回路の動作を説明する。ＮＴＳＣ方式においては
、バースト信号は（Ｂ−Ｙ）変調キャリアを０度（ｄｅ
ｇ）としたとき、１８０度の位相であるから、基本的に
は、（Ｂ−Ｙ）変調キャリアを反転して出力すればよい
。ここで、信号の位相を言うときは、（Ｂ−Ｙ）変調キ
ャリアを０度としたときを基準として言うことにする。

出カバースト信号の位相は、変調キャリアで直交変調さ
れた変調クロマ信号の位相に対して適切な位相関係とな
る必要があるために、バースト信号は、変調キャリアを
用いて作っているが、変調クロマ信号とバースト信号が
別々に作られるために、相互の位相ずれを生じる可能性
がある。この位相ずれが生じた場合、再生画面では色相
ずれとなって現れる。これを防ぐには、バースト信号の
位相調整が必要である。

まず、端子１ａと１ｂ間に供給される（Ｂ−Ｙ）変調キ
ャリアは、トランジスタＱ７２のコレクタから位相反転
して導出される。そして位相調整のために、トランジス
タＱ７４あるいはＱ７６のコレクタから出力される（Ｒ
−Ｙ）変調キャリアと合成され、位相：Ａ整が行われる
。

ここで、端子１１ａと１１ｂ間の位相制御電圧がセンタ
ー（トランジスタＱ７７、　　Ｑ７８のベース電位差が
Ｏ）のときは、極性が逆の差動増幅器Ｄ２、Ｄ３の利得
はそれぞれ同一となりその出力は互いに相殺されるので
、出力端子５には（Ｂ−Ｙ）変調キャリアの反転出力、
つまり１８０度の位相のバースト信号が現れる。

ここで、バースト位相制御電圧が調整され、トランジス
タ０７７にのコレクタ電流が多くなると、（Ｒ−Ｙ）変
調キャリア成分がトランジスタＱ７２のコレクタ出力に
ベクトル加算され、バースト信号の位相がシフトされる
。また、差動増幅器Ｄ４においてトランジスタＱ７８の
コレクタ電流が多くなると、（Ｒ−Ｙ）変調キャリアの
反転成分がトランジスタＱ７２のコレクタ出力にベクト
ル加算され、バースト信号の位相がさきとは逆方向ヘシ
フトされる。

これにより、バースト信号は１８０度を中心として位相
制御される。

第８図は、ＮＴＳＣ方式の各変調キャリアとバースト信
号の位相関係をベクトルで示している。

ここで、定電流源Ｉｆと１２の電流量が等しい場合は、
バースト信号の可変位相量は±４５度となる。

ところで、上記のバースト信号発生回路をＰＡＬ方式の
回路として用いる場合を考えてみる。

これは、最近では、ビデオカメラが計界的な流通製品と
なっていることから、ＰＡＬ方式対応の回路が要望され
ている。また、バースト信号発生回路を集積回路化する
とした場合、各方式用として独立に製造するよりも、切
換えにより適応できる回路を製造した方が経費の面でも
有利である。

第９図は、ＰＡＬ方式における（Ｂ−Ｙ）変調キャリア
、（Ｒ−Ｙ）変調キャリア及びバースト信号のベクトル
位相関係を示している。

ＰＡＬ方式の場合、（Ｒ−Ｙ）変調キャリアは、１水平
期間（以下ＩＨと記す）毎に反転しており、バースト信
号もこれに同期して１８０度を中心に±４５度振れてい
る。従って各水平期間毎のバースト信号のセンター位相
は、１８０±４５度である。そこで、９０度の（Ｒ−Ｙ
）変調キャリアが入力されたとき、この出力振幅を（Ｂ
−Ｙ）変調キャリアの反転出力と同じになるようにして
、両信号を合成すれば１８０−４５度の位相のバースト
信号を得ることができる。また、１８０＋４５度のバー
スト信号を得るには、２７０度の（Ｒ−Ｙ）変調キャリ
アが入力したときに（Ｂ−Ｙ）変調キャリアの反転出力
を合成してやればよい。

しかし、ＰＡＬ方式のバースト信号に対して、そのセン
ター位相を中心にして±４５度の可変位相量を得るため
には、第７図に示すような回路を用いるとすると、定電
流源Ｉｆ、１２の電流をそれぞれ同符号のＩｔ、Ｉ２と
した場合、ｌ　ｌ＜＜Ｉ２の関係が必要であり、回路の
設計上では現実的ではない。また、位相制御電圧による
制御の方向は、１８０度のベクトルを中心にして行われ
てしまう。例えば１３５度側の位相のバースト信号に対
して＋５度の調整を行うと、２２５度側の位相のバース
ト信号は一５度に調整されてしまう。

従って、変調クロマ信号とバースト信号との間に、定常
的な位相誤差があった場合、片方のバースト信号の位相
調整を行うと、他方側のバースト位相はずれてしまうと
いう現象が生じる。しかしながら、ＰＡＬ方式は、もと
もと復調時の上記のような位相誤差をキャンセルできる
方式であるために、少々の位相誤差は９色相ずれとはな
りにくい利点を持つ。また、復調時に１位相誤差をキャ
ンセルすると振幅が小さくなるが、もともとの位相誤差
が小さければ振幅の縮小率も小さくてすむ。

（発明が解決しようとする課題） ところが、変調クロマ信号とバースト信号とを別々に信
号処理する回路ブロックが多くなると、それだけ各回路
間での位相誤差が増える。信号処理ブロックとしては、
フェーダ−機能を持つ回路、ネガポジ機能を持つ回路等
様々な付加機能が考えられる。

位相誤差の発生は、例えば差動増幅器１段当りの位相ま
わりを見ると、出力負荷抵抗１０にΩとして、その出力
点での寄生容量が０，５ｐＦとすると、４．４３ＭＨｚ
（ＰＡＬ方式の色副搬送周波数）では、約８度となり大
きな値である。このため、ＰＡＬ方式が位相誤差に強い
とは言え１例えばビデオカメラなどのように信号送信側
としての機器では、エンコードしたクロマ信号のバース
ト信号位相が既に位相誤差を持っているというようなこ
とは極力さけるべきである。さらに上記位相誤差が大き
くなると、復調時の振幅縮小率も大きくなり１例えば位
相誤差１０度のバースト信号では１．５％縮むのに対し
て位相誤差が２０度になると６８０％も縮むことになる
。

上記のように、変調クロマ信号とバースト信号との位相
誤差が大きくなると、種々の問題が生じるが、これを避
けるにはバースト位相調整が適切に行われることが好ま
しい。しかし、上記したように、従来のバースト信号発
生回路におけるバースト位相調整機能は、ＮＴＳＣ方式
に関しては良好であるが、ＰＡＬ方式に適用しようとし
た場合不十分である。

そこでこの発明は、ＮＴＳＣ方式、ＰＡＬ方式のいずれ
ににも適用することができ融通性と。

製作経費の低減を得、しかもバースト信号位相の可変量
及び可変方向が両方式についてセンター位相を中心に対
称で適切に得られるバースト信号発生回路を提供するこ
とを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、色差信号を直交変調するための２Ｆｉの変
調キャリアが供給され、このキャリアを用いて基準とな
るセンター位相のバースト信号を得る第１の加算回路と
、前記２種の変調キャリアが供給され、このキャリアを
用いて前記第１の加算回路の出カバースト信号の位相に
対して略９０度位相が異なる補正信号を得る第２の加算
回路とを備える。そして、この第２の加算回路の出力補
正信号の振幅を、利得制御回路によりバースト位相制御
入力に応じて振幅制御し、調整補正信号を得、この：Ａ
差補正信号と前記第１の加算回路からの出カバースト信
号とを第３の加算回路で加算し、最終的なバースト信号
を得るようにしたものである。

（作用） 上記の手段により、まず、第１と第２の加算回路では常
に一定の位相の信号を得るので、安定したセンター位相
のバースト信号と、補正信号を得ることができる。しか
もセンター位相のバースト信号と補正信号とは９０度の
関係である。この結果、第３の加算回路において、補正
信号の振幅を調整した調整補正信号を、前記センター位
相のバースト信号に加算すれば、出カバースト信号の位
相は常にセンター位相を中心にして士対称に調整された
信号として得られる。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例を示す基本構成である。入
力端子２１には（Ｂ−Ｙ）変調キャリアが供給され、入
力端子２２には（Ｒ−Ｙ）変調キャリアが供給される。

ここで、第１の加算回路２３には、（Ｂ−Ｙ）変調キャ
リアと（Ｒ−Ｙ）変調キャリアとが導入される。同様に
第２の加算回路２２に対しても（Ｂ−Ｙ）変調キャリア
と（Ｒ−Ｙ）変調キャリアとが導入される。

第１の加算回路２３は、（Ｂ−Ｙ）変調キャリアと（Ｒ
−Ｙ）変調キャリアを用いて、センター位相のバースト
信号を得る回路である。また、第２の加算回路２４は、
（Ｂ−Ｙ）変調キャリアと（Ｒ−Ｙ）変調キャリアを用
いて、センター位相のバースト信号に対して直交する位
相（９０度異なる位相）の補正信号を得る回路である。

第１の加算回路２３は、ＮＴＳＣモードでは、（Ｂ−Ｙ
）変調キャリアを反転して出力し、ＰＡＬモードではｎ
ラインで＋−（Ｂ−Ｙ）＋（Ｒ−Ｙ）ｌ　のベクトル演
算出力を得、（ｎ＋１）ラインで＋−（Ｂ−Ｙ）−（Ｒ
−Ｙ））のベクトル演算出力を得る。従って、第１の加
算回路２３の出力のベクトルは、第２図（Ａ）または（
Ｅ）または（１）に示すようになる。

第２の加算回路２４は、ＮＴＳＣモードでは（Ｒ−Ｙ）
変調キャリアを導出し、ＰＡＬモードでは、ｎラインで
＋　（Ｂ−Ｙ）　＋（Ｒ−Ｙｌｌのベクトル演算出力を
得、（ｎ　＋　１）ラインで（＋（Ｂ−Ｙ）　＝（Ｒ−
Ｙ）ｌのベクトル演算出力を得る。従って、第２の加算
回路２４の出力のベクトルは、第２図の（Ｂ）または（
Ｆ）または（Ｊ）に実線で示すようになる。

ｔｊ１２の加算回路２４の出力（補正信号）は、利得制
御回路２５に供給される。利得制御回路２５は、端子２
６からのバースト位相制御電圧に応じて、利得が制御さ
れ、調整補正信号を出力する。

この３！Ｉ整補正信号と先の第１の加算回路２３からの
バースト信号とは加算器２７に加算され、この加算器２
７から最終的なバースト信号が出力され出力端子２８に
導かれる。利得制御回路２５で補正信号が利得制御され
ると、第２図の（Ｂ）または（Ｆ）または（Ｊ）に実線
と破線で示すような範囲で振幅制御されることになる。

第２図の（Ｃ）は、ＮＴＳＣモードにおけるバースト信
号のセンター位相を示しており、同図（Ａ）の実線で示
すベクトルと同じ向きである。

このセンター位相が得られる条件としては利得制御回路
２５における利得が零のときである。しかし、同図（Ｂ
）に示すように実線と破線の範囲で補正信号が調整され
ると、バースト信号の位相は、第２図の（Ｄ）の実線と
破線で示すベクトルの範囲で可変される。

第２図の（Ｇ）はＰＡＬモードにおけるｎラインのバー
スト信号のセンター位相を示している。

同図（Ｅ）の実線で示すベクトルと同じ向きである。こ
のセンター位相が得られる条件としては利得制御回路２
５における利得が零のときである。

しかし、同図（Ｆ）に示すように実線と破線の範囲で補
正信号が、３！Ｊ整されると、バースト信号の位相は、
第２図のＣＨ）の実線と破線で示すベクトルの範囲で可
変される。

第２図の（Ｋ）はＰＡＬモードにおけるｎラインのバー
スト信号のセンター位相を示している。

同図（１）の実線で示すベクトルと同じ向きである。こ
のセンター位相が得られる条件としては利得制御回路２
５における利得が零のときである。

しかし、同図（Ｊ）に示すように実線と破線の範囲で補
正信号が調整されると、バースト信号の位相は、第２図
の（Ｈ）の実線と破線で示すベクトルの範囲で可変され
る。

なお、利得制御回路２５は、ＰＡＬモードの時は、バー
スト信号の位相に合せて調整補正信号の位相をＩＨ毎に
切換えている。但し、後述するように、加算回路２４か
らの補正信号の位相が予め、バースト信号の位相に合せ
てＩＨ毎に反転して出力されれば、利得制御回路２５で
出力の位相を切換える必要はない。

上記したように、この実施例によると、加算回路２３と
２４とは、バースト信号と補正信号を作成するが、共通
に（Ｂ−Ｙ）変調キャリアと（Ｒ−Ｙ）変調キャリアを
用いて作成している。しかも作成したバースト信号と補
正信号とは位相が９０異なるように設定している。

この結果、補正信号を利得制御回路２５において振幅調
整した後、バースト信号に加算すれば、最終出カバース
ト信号は、第２図の（Ｃ）、（Ｇ）、（Ｋ）及び（Ｄ）
、（Ｈ）、（Ｌ）に示したように、センター位相を中心
として±４５度の位相調整が容易に行われる。しかも、
ｎラインと（ｎ＋１）ラインの各バースト信号の位相は
、それぞれセンター位相が確定されているためにこれを
中心として利得制御回路２５の利得を調整すれば同方向
に調整することができる。

第３図は、第１図の回路をさらに具体化して示している
。

入力端子２１　ａ、　２　ｌ　ｂ間には（Ｂ−Ｙ）変調
キャリアが供給され、入力端子２２ａ、２２ｂ間には（
Ｒ−Ｙ）変調キャリアが供給される。

第１の加算回路２３を構成する加算部２３１の出力電流
は、負荷抵抗Ｒ１で電圧変換されて出力端子２８に導出
される。この導出の途中で利得制御回路２５からの調整
補正信号が加算される。

一方、第２の加算回路２４を構成する加算部２４１から
は、互いに逆相関係にある出力電流が導出され、それぞ
れ負荷抵抗Ｒ２とＲ３で電圧変換される。なお抵抗Ｒ２
とＲ３の電源側端子は抵抗Ｒ４を介して電源ライン３０
に接続されている。

抵抗Ｒ２の出力端子は、利得制御回路２５を構成するト
ランジスタＱ２、Ｑ３の共通ベースに接続される。また
、抵抗Ｒ３の出力端子は、トランジスタＱｌ　、Ｑ４の
共通ベースに接続される。トランジスタＱ１とＱ３のコ
レクタは、電源ライン３０に接続され、トランジスタＱ
２とＱ４のコレクタは、出力ノードとして抵抗Ｒ１の一
端に接続されている。トランジスタＱ１とＱ２の共通エ
ミッタは、トランジスタＱ５とＱ７のコレクタに接続さ
れ、トランジスタＱ３とＱ４の共通エミッタは、トラン
ジスタＱ６とＱ８のコレクタに接続されている。

ここで、トランジスタＱ６とＱ７の共通ベースと、トラ
ンジスタＱ５とＱ８の共通ベース間には、ＰＡＬモード
のときにＩＨ毎に反転する切換え信号が供給される。ま
た、トランジスタＱ５とＱ６の共通エミッタはトランジ
スタＱ９のコレクタに、トランジスタＱ７とＱ８の共通
エミッタはトランジスタＱＩＯのコレクタに゛接続され
ている。そしてトランジスタＱ９とＱＩＯのエミッタは
それぞれ抵抗Ｒ５とＲ６を介した後、定電流源Ｉｆに接
続されている。トランジスタＱ９とＱＩＯのベース間に
は、バースト位相制御電圧が供給される。

利得制御回路２５は、上記のように構成される。

今、トランジスタＱ９とＱＩＯのコレクタに流れる電流
が等しいとする。また、切換え信号によりトランジスタ
Ｑ５とＱＢがオン、ＱＢとＱ７がオフとする。すると、
トランジスタＱ２とＱ４のコレクタから出力される逆相
の出力は、振幅が等しく、結果として利得制御回路２５
の利得は零である。

次に、例えばトランジスタＱＩＯのコレクタに流れる電
流がトランジスタＱ９のコレクタに流れる電流より大き
くなったとする。また、先と同様に、トランジスタＱ５
とＱＢがオン、ＱＢとＱ７がオフとする。すると、トラ
ンジスタＱ４のコレクタ出力がトランジスタＱ２の逆出
力のコレクタ出力よりも、振幅が大きくなるから、利得
制御回路２５の出力としては、一方の位相（正相）の調
整補正信号が得られる。この状態で、更にトランジスタ
ＱＩＯのコレクタに流れる電流を大きくすれば、調整補
正信号の振幅は大きくなる。

次に、上記状態で、ＩＨ反転切換え信号が切替わると、
これにより、トランジスタＱ５とＱＢがオフ、ＱＢとＱ
７がオンとなる。すると、トランジスタＱＩＯ１Ｑ７　
、Ｑ２の経路の電流が大きくなるので、利得制御回路２
５の出力としては、他方の位相（逆相）の調整補正信号
が得られる。このように、利得制御回路２５からは、正
相と逆相の調整補正信号がＩＨ毎に得られ、その振幅は
トランジスタＱ９．ＱＩＯのコレクタ電流で調整できる
。

なお、負荷抵抗Ｒ１は、単にレベルシフトのための抵抗
であり、例えばダイオードであっても良い。

第４図は、第１の加算回路あるいは第２の加算回路の具
体的な例である。

入力端子１ａ、ｌｂ間には、（Ｂ−Ｙ）変調キャリアが
供給され、入力端子２ａ、２ｂ間には（Ｒ−Ｙ）変調キ
ャリアが供給される。

端子１ａは、トランジスタＱ１２のベースに、端子１ｂ
はトランジスタＱｌｌのベースに接続される。

また、端子２ａは、トランジスタＱ１３のベースに、端
子２ｂはトランジスタＱ１４のベースに接続され−る。

トランジスタＱｌｌとＱ１３のコレクタは、一方の出力
端４１に接続され、トランジスタＱ１２とＱ１４のコレ
クタは他方の出力端４２に接続される。

トランジスタＱｌｌとＱ１２の共通エミッタは、定電流
源！２に接続されるとともにトランジスタＱ１５のコレ
クタに接続される。トランジスタＱ１３とＱ１４の共通
エミッタは、トランジスタＱ１Ｂのコレクタに接続され
る。トランジスタＱ１５とＱｌＢの共通エミッタは定電
流源Ｉ３に接続される。

そしてトランジスタＱ１５と０１６のベース間には、Ｎ
ＴＳＣとＰＡＬのモードを切換えるために切換え信号が
供給される。

ＮＴＳＣモードのときは、トランジスタＱ１５がオン、
トランジスタ０１Ｂがオフされる。これにより、トラン
ジスタＱｌｌと０１４による差動増幅器に供給されてい
るキャリアが出力端４１．４２から取出される。ＰＡＬ
モードのときは、トランジスタＱ１５ｇオフし、ＱｌＢ
がオンする。これにより、トランジスタＱｌｌとＱ１２
による差動増幅器は定電流源１２で駆動され、またトラ
ンジスタＱ１３とＱ１４による差動増幅器は定電流源１
３により駆動される。これにより２種類の変調キャリア
が加算されて出力されることになる。但しこのときは、
定電流［１２とＩ３の電流は、Ｉ２−１３である必要が
ある。

上記加算回路では、トランジスタＱ１５のコレクタは電
源に接続しても良いが、第４図の形式にると出力直流レ
ベルを一定にできるというメリットがある。

上記したように、この発明のシステムによれば、ＮＴＳ
Ｃ及びＰＡＬモードにおいても同様なバースト位相可変
範囲を得ることができ、またＰＡＬモードにおいては、
ｎライン及び（ｎ＋１）ラインに対する位相制御方向の
同方向となり、バースト位相調整も容品になる。このこ
とは、変調クロマ信号とバースト信号位相との位相誤差
の補正を正確に行なえることを意味する。

さらにまた、ＰＡＬモードにおいては位相制御入力がセ
ンターであるときには、利得制御回路の出力は、必ず零
となるなるためにＮＴＳＣ及びＰＡＬモードにおいて第
１の加算回路２３の出カバースト信号がそのまま最終バ
ースト信号として出力端に導出される。このことは、最
終バースト信号が、第３図及び第４図にも示したように
差動増幅器の１段のみを通過していることであり、位相
まわりも少なくて済むことを意味する。

この発明は上記に実施例に限定されるものではない。

ＰＡＬモードにおいて、ＩＨ毎のバースト位相の反転手
段を利得制御回路２６に設けた。しかし位相反転手段は
、第２の加算回路２４に設けても良い。

第５図は、第２の加算回路２４に位相反転手段を設けた
例である。この場合は、システムとしては利得制御回路
に於けるトランジスタＱ５〜Ｑ８は削除して、トランジ
スタＱｌ、Ｑ２の共通エミッタをトランジスタＱ９のコ
レクタに直結し、トランジスタＱ３．Ｑ４の共通エミッ
タをトランジスタＱＩＯのコレクタに直結すれば良い。

第５図の加算回路について説明する。第４図に示した回
路と同様な部分には同じ符号を付している。この加算回
路の場合、トランジスタＱ１３とＱ１４で構成される差
動増幅器に並列にトランジスタＱ１７とＱｌｇで構成さ
れる差動増幅器を接続している。トランジスタＱ１７の
コレクタは出力端子４１に接続され、トランジスタ０１
８のコレクタは出力端子４２に接続されている。トラン
ジスタＱ１３とＱ１４の共通エミッタとトランジスタＱ
１７とＱｌｇの共通エミッタとは、それぞれトランジス
タＱ１９とＱ２０の各コレクタに接続され、このトラン
ジスタＱ１９と０２０の共通エミッタはトランジスタＱ
１Ｂのコレクタに接続される。そして、トランジスタＱ
１９とＱ２０のベース間に、ＰＡＬモード時にＩＨ毎に
反転する切換え信号が供給される。これにより、出力端
子４２は、ＩＨ毎に正相と逆相の（Ｒ−Ｙ）変調キャリ
アが交互に導出される。

ＮＴＳＣモード時は、トランジスタＱ１Ｂがオフなるた
めに、トランジスタＱ１９、Ｑ２０側の機能は停止され
る。

なお上記の実施例では、差動増幅器の構成としてエミッ
タを直結したものを示したが、エミッタ抵抗を挿入すれ
ば、人力ダイナミックレンジを容易に増やすことができ
る。また、第３の加算回路としては差動増幅器の出力の
片側同士を加算する形式として説明したが差動出力を合
成する形式としても良い。

また上記の説明では、ビデオカメラにおけるバースト信
号発生回路として説明したが、これに限らず、ビデオ送
出側の機器全般に適用できるものである。

［発明の効果コ 以上説明したように、この発明によれば、ＮＴＳＣ方式
、ＰＡＬ方式のいずれにも適用することができ、バース
ト信号位相の可変量及び可変方向が両方式について、セ
ンター位相を中心にして対称に得られ、また位相制御セ
ンターでの実質的な処理段は差動増幅器の１段であり、
センター位相まわり誤差を最少に押えることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
はこの発明の詳細な説明するために示したベクトル図、
第３図は第１図のブロックを更に詳しく示した回路図、
第４図は第１図の加算回路の具体的な例を示す図、第５
図は加算回路の他の例を示す回路図、第６図は従来のバ
ースト信号発生回路を示す図、第７図、は第６図の回路
を更に具体的に示す回路図、第８図及び第９図は従来の
バースト信号発生回路の動作を説明するために示したベ
クトル図である。 ２３．２４・・・第１．第２の加算回路、２５・・・利
得制御回路、２７・・・加算回路。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 （Ｇ） （に） 第 図 （Ｈ） （Ｌ） 出力 第 図 第 図 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 色差信号を直交変調するための２種の変調キャリアが供
   給され、このキャリアを用いて基準となるセンター位相
   のバースト信号を得る第１の加算回路と、 前記２種の変調キャリアが供給され、このキャリアを用
   いて前記第１の加算回路の出カバースト信号の位相に対
   して略９０度位相が異なる補正信号を得る第２の加算回
   路と、 この第２の加算回路の出力補正信号が供給され、その振
   幅をバースト位相制御入力に応じて振幅制御し、調整補
   正信号を得る利得制御回路と、この利得制御回路からの
   調整補正信号と前記第１の加算回路からの出カバースト
   信号とを加算する第３の加算回路とを具備したことを特
   徴とするバースト信号発生回路。