JPH0226263A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
- Publication number
- JPH0226263A JPH0226263A JP17753388A JP17753388A JPH0226263A JP H0226263 A JPH0226263 A JP H0226263A JP 17753388 A JP17753388 A JP 17753388A JP 17753388 A JP17753388 A JP 17753388A JP H0226263 A JPH0226263 A JP H0226263A
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 5
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 abstract 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 abstract 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ）産業上の利用分野
この発明は過電流保護回路を備えたスイッチング電源回
路に関する。
路に関する。
（ｂ）従来の技術
電子機器内に設けられて回路に電源を供給するためのス
イッチング電源回路としては、一般に自励発振式のスイ
ッチング電源回路が用いられ、その電源回路には負荷供
給電圧を一定に保つための電圧安定化回路の他に負荷に
過電流が流れたとき負荷および電源回路を保護する過電
流保護回路が設けられている。
イッチング電源回路としては、一般に自励発振式のスイ
ッチング電源回路が用いられ、その電源回路には負荷供
給電圧を一定に保つための電圧安定化回路の他に負荷に
過電流が流れたとき負荷および電源回路を保護する過電
流保護回路が設けられている。
第２図はこのような従来の過電流保護回路を備えた自励
発振式スイッチング電源回路の回路図を示している０図
においてＱｌはトランスＴの１次巻線ｎｌに流れる電流
を断続するスイッチングトランジスタ、ＤＩおよびＣ２
はトランスの・２次巻線ｎ２に接続された整流・平滑回
路である。トランジスタＱ１のベースにはトランスの３
次Ｓ＃１Ａｎ３を介してＲ１，Ｒ２，ＣＩ、Ｃ２などを
接続して、自励発振回路を構成している。一方、負荷に
対して並列に分圧回路Ｒ４，Ｒ５を接続し、その出力電
圧がオペアンプＯＰＩの一方の入力端子に接続している
。オペアンプＯＰｌの他方の入力には基準電圧回路Ｅ１
を接続している。そしてこのＯＰｌの出力によってＣ２
のコレクタ電流を制御することによって、Ｑｌのオフ期
間を制御している。この帰還回路は負帰還回路を構成し
ているため負荷供給電圧が安定化される。また、負荷電
流ループ中に負荷供給電流を検出するための抵抗Ｒ８を
挿入し、その出力電圧をオペアンプＯＰ２の一方の入力
端子に供給し、他方の入力端子に基準電圧Ｅ２を供給し
ている。そしてＯＦ２の出力にＣ２のベース電位を制御
するトランジスタＱ３を設けている。このため、負荷供
給電流が一定値を越えたときＱｌのベース電流が減少し
て過電流保護が行われる。
発振式スイッチング電源回路の回路図を示している０図
においてＱｌはトランスＴの１次巻線ｎｌに流れる電流
を断続するスイッチングトランジスタ、ＤＩおよびＣ２
はトランスの・２次巻線ｎ２に接続された整流・平滑回
路である。トランジスタＱ１のベースにはトランスの３
次Ｓ＃１Ａｎ３を介してＲ１，Ｒ２，ＣＩ、Ｃ２などを
接続して、自励発振回路を構成している。一方、負荷に
対して並列に分圧回路Ｒ４，Ｒ５を接続し、その出力電
圧がオペアンプＯＰＩの一方の入力端子に接続している
。オペアンプＯＰｌの他方の入力には基準電圧回路Ｅ１
を接続している。そしてこのＯＰｌの出力によってＣ２
のコレクタ電流を制御することによって、Ｑｌのオフ期
間を制御している。この帰還回路は負帰還回路を構成し
ているため負荷供給電圧が安定化される。また、負荷電
流ループ中に負荷供給電流を検出するための抵抗Ｒ８を
挿入し、その出力電圧をオペアンプＯＰ２の一方の入力
端子に供給し、他方の入力端子に基準電圧Ｅ２を供給し
ている。そしてＯＦ２の出力にＣ２のベース電位を制御
するトランジスタＱ３を設けている。このため、負荷供
給電流が一定値を越えたときＱｌのベース電流が減少し
て過電流保護が行われる。
（Ｃ）発明が解決しようとする課題
ところが、このような従来の過電流保護回路を備えたス
イッチング電源回路においては、負荷に過電流が供給さ
れたことを検出してスイッチングトランジスタのベース
電流を低下させる回路に、オペアンプやトランジスタな
ど多数の回路部品を必要とするため部品コストおよび製
造コストの上昇ならびに電源回路を構成する回路基板が
大型化するといった問題があった。
イッチング電源回路においては、負荷に過電流が供給さ
れたことを検出してスイッチングトランジスタのベース
電流を低下させる回路に、オペアンプやトランジスタな
ど多数の回路部品を必要とするため部品コストおよび製
造コストの上昇ならびに電源回路を構成する回路基板が
大型化するといった問題があった。
この発明の目的は過電流保護機能を損なうことな（部品
点数を削減することによって上記従来の問題を解消した
スイッチング電源回路を提供することにある。
点数を削減することによって上記従来の問題を解消した
スイッチング電源回路を提供することにある。
（ｄ１課題を解決するための手段
この発明は、トランスの１次巻線に、この１次巻線に流
れる電流を断続させるスイッチングトランジスタを接続
し、前記トランスの３次巻線の一端に前記スイッチング
トランジスタのベースを接続し、他端にＣＲ時定数回路
を接続して自励発振回路を構成するとともに、前記トラ
ンスの２次巻線に整流・平滑回路を接続したスイッチン
グ電源回路において、 負荷供給電圧を検出する分圧回路を負荷に並列接続し、
負荷供給電流を検出する電流検出抵抗を負荷に直列接続
し、前記分圧回路の出力電圧と前記電流検出抵抗の出力
電圧とを互いに逆極性の関係で入力するとともに基準電
圧に対する差成分を増幅するオペアンプを設け、このオ
ペアンプの出力によって前記ＣＲ時定数回路の電流を制
御する電流制御トランジスタを前記ＣＲ時定数回路に直
列接続して負帰還制御することを特徴としている（ｅ）
作用 この発明のスイッチング電源回路においては、負荷供給
電圧を検出するための分圧回路が負荷に並列接続され、
また、負荷供給電流を検出するための電流検出抵抗が負
荷に直列接続されるが、分圧回路の出力電圧と電流検出
抵抗の出力電圧とが互いに逆極性の関係で単一のオペア
ンプに入力される。そして、このオペアンプは基準電圧
に対する差成分を増幅する。このオペアンプの出力によ
って電流制御トランジスタが制御されて、ＣＲ時定数回
路の電流が負帰還制御される。
れる電流を断続させるスイッチングトランジスタを接続
し、前記トランスの３次巻線の一端に前記スイッチング
トランジスタのベースを接続し、他端にＣＲ時定数回路
を接続して自励発振回路を構成するとともに、前記トラ
ンスの２次巻線に整流・平滑回路を接続したスイッチン
グ電源回路において、 負荷供給電圧を検出する分圧回路を負荷に並列接続し、
負荷供給電流を検出する電流検出抵抗を負荷に直列接続
し、前記分圧回路の出力電圧と前記電流検出抵抗の出力
電圧とを互いに逆極性の関係で入力するとともに基準電
圧に対する差成分を増幅するオペアンプを設け、このオ
ペアンプの出力によって前記ＣＲ時定数回路の電流を制
御する電流制御トランジスタを前記ＣＲ時定数回路に直
列接続して負帰還制御することを特徴としている（ｅ）
作用 この発明のスイッチング電源回路においては、負荷供給
電圧を検出するための分圧回路が負荷に並列接続され、
また、負荷供給電流を検出するための電流検出抵抗が負
荷に直列接続されるが、分圧回路の出力電圧と電流検出
抵抗の出力電圧とが互いに逆極性の関係で単一のオペア
ンプに入力される。そして、このオペアンプは基準電圧
に対する差成分を増幅する。このオペアンプの出力によ
って電流制御トランジスタが制御されて、ＣＲ時定数回
路の電流が負帰還制御される。
したがって過電流の流れない通常状態においては負荷に
対して安定化された電圧が供給され、過電流が流れたと
き負荷への供給エネルギーが絞り込まれるため過電流保
護がなされる。
対して安定化された電圧が供給され、過電流が流れたと
き負荷への供給エネルギーが絞り込まれるため過電流保
護がなされる。
（ｆ）実施例
第１図はこの発明の実施例であるスイッチング電源回路
の回路図である０図においてＱｌはトランスＴの１次巻
線ｎ１に流れる電流を断続させるスイッチングトランジ
スタ、Ｄｉ、Ｃ２はトランスの２次巻線ｎ２に発生する
起電力を整流・平滑する整流・平滑回路である。Ｑｌの
ベースには正帰還巻線として作用する３次巻線ｎ３の一
端を接続している。抵抗Ｒ１，コンデンサＣ１はＣＲ時
定数回路を構成し、抵抗Ｒ２を介して巻！＃ｎ３の他端
に接続している。この時定数回路には電流制御用のトラ
ンジスタＱ２を介して電源＋Ｖｒを供給している。
の回路図である０図においてＱｌはトランスＴの１次巻
線ｎ１に流れる電流を断続させるスイッチングトランジ
スタ、Ｄｉ、Ｃ２はトランスの２次巻線ｎ２に発生する
起電力を整流・平滑する整流・平滑回路である。Ｑｌの
ベースには正帰還巻線として作用する３次巻線ｎ３の一
端を接続している。抵抗Ｒ１，コンデンサＣ１はＣＲ時
定数回路を構成し、抵抗Ｒ２を介して巻！＃ｎ３の他端
に接続している。この時定数回路には電流制御用のトラ
ンジスタＱ２を介して電源＋Ｖｒを供給している。
一方前記整流・平滑回路の出力には電流制限用の抵抗Ｒ
３を介して負荷を接続している。負荷には抵抗Ｒ４，Ｒ
５からなる分圧回路を並列接続して、その出力電圧を抵
抗Ｒ６を介してオペアンプＯＰの非反転入力端子に供給
している。また、オペアンプＯＰの反転入力端子には基
準電圧回路Ｅを接続している。さらに負荷供給電流を検
出するだめの電流検出抵抗Ｒ８を負荷に直列接続し、し
かも基準電圧回路Ｅの電圧に抵抗Ｒ８の降下電圧が減算
されるように前記オペアンプＯＰの反転入力端子に接続
している。Ｒ８にはリフプル除去用のコンデンサＣ３を
並列接続している。また、ＯＰの非反転入力と接地間に
クランプ用のツェナーダイオードＺＤＩを接続している
。さらに、ＯＰの出力と反転入力端子間に抵抗Ｒ７およ
びコンデンサＣ４からなる帰還回路を接続している。
３を介して負荷を接続している。負荷には抵抗Ｒ４，Ｒ
５からなる分圧回路を並列接続して、その出力電圧を抵
抗Ｒ６を介してオペアンプＯＰの非反転入力端子に供給
している。また、オペアンプＯＰの反転入力端子には基
準電圧回路Ｅを接続している。さらに負荷供給電流を検
出するだめの電流検出抵抗Ｒ８を負荷に直列接続し、し
かも基準電圧回路Ｅの電圧に抵抗Ｒ８の降下電圧が減算
されるように前記オペアンプＯＰの反転入力端子に接続
している。Ｒ８にはリフプル除去用のコンデンサＣ３を
並列接続している。また、ＯＰの非反転入力と接地間に
クランプ用のツェナーダイオードＺＤＩを接続している
。さらに、ＯＰの出力と反転入力端子間に抵抗Ｒ７およ
びコンデンサＣ４からなる帰還回路を接続している。
以上のように構成したスイッチング電源回路は次のよう
に動作する。まず、トランスの１次５ｋｉｎｌに入力電
源＋Ｖが供給されるとともにＣ２のコレクタに＋Ｖｒが
供給されると、Ｃ２，Ｒ１を通してＣ１に充電電流が流
れる。これに伴いＱｌのベース電位が上昇し、ベース電
流が流れ始めるとコレクタ電流も流れ始め、共に増加す
る。これによりトランスの１次巻線ｎｌに流れる電流に
よって巻線ｎ３にＱｌのベース電流を増加させる方向に
起電力が発生する。Ｑｌが飽和状態となればコレクタ電
流の増加が止まり、Ｒ３の起電力が０となる。このとき
Ｃ１にはＲ３による起電力により負に充電されているた
め、Ｒ３の起電力が０となったことによりＱｌが急激に
オフされる。
に動作する。まず、トランスの１次５ｋｉｎｌに入力電
源＋Ｖが供給されるとともにＣ２のコレクタに＋Ｖｒが
供給されると、Ｃ２，Ｒ１を通してＣ１に充電電流が流
れる。これに伴いＱｌのベース電位が上昇し、ベース電
流が流れ始めるとコレクタ電流も流れ始め、共に増加す
る。これによりトランスの１次巻線ｎｌに流れる電流に
よって巻線ｎ３にＱｌのベース電流を増加させる方向に
起電力が発生する。Ｑｌが飽和状態となればコレクタ電
流の増加が止まり、Ｒ３の起電力が０となる。このとき
Ｃ１にはＲ３による起電力により負に充電されているた
め、Ｒ３の起電力が０となったことによりＱｌが急激に
オフされる。
以上の繰り返しによってＱｌは自励発振し、トランスの
２次巻線ｎ２に発生する起電力がＤＩ。
２次巻線ｎ２に発生する起電力がＤＩ。
Ｃ２によって整流・平滑される。負荷供給電圧は分圧回
路Ｒ４，Ｒ５により分圧されて、オペアンプＯＰが基準
電圧已に対する分圧回路の出力電圧との差成分を増幅し
、Ｃ２のベース電位を制御する。いま例えば負荷供給電
圧が一定電圧より上昇（絶対値が低下）すれば、ｏｐの
非反転入力端子の供給電圧が上昇するため、ｏＰの出力
電位が上昇する。これによりＣ２のコレクターエミッ、
り間抵抗（オン抵抗）が低下し、ＣＲ時定数が小さくな
る。これによりＱｌのオフ期間が短縮され、トランスの
２次巻線ｎ２から出力される単位時間当りのエネルギー
が増大する。これにより負荷供給電圧が上昇する。この
ようにして負荷供給電圧が安定化する。
路Ｒ４，Ｒ５により分圧されて、オペアンプＯＰが基準
電圧已に対する分圧回路の出力電圧との差成分を増幅し
、Ｃ２のベース電位を制御する。いま例えば負荷供給電
圧が一定電圧より上昇（絶対値が低下）すれば、ｏｐの
非反転入力端子の供給電圧が上昇するため、ｏＰの出力
電位が上昇する。これによりＣ２のコレクターエミッ、
り間抵抗（オン抵抗）が低下し、ＣＲ時定数が小さくな
る。これによりＱｌのオフ期間が短縮され、トランスの
２次巻線ｎ２から出力される単位時間当りのエネルギー
が増大する。これにより負荷供給電圧が上昇する。この
ようにして負荷供給電圧が安定化する。
次に、負荷が短絡などして過電流が流れた場合を考える
。先ず負荷電流１ｏが流れる電流検出抵抗Ｒ８の降下電
圧が増大し、ＯＰの反転入力端子の供給電圧が大幅に増
大する。これによりＯＰの出力電位が低下してＣ２のオ
ン抵抗が増大する。
。先ず負荷電流１ｏが流れる電流検出抵抗Ｒ８の降下電
圧が増大し、ＯＰの反転入力端子の供給電圧が大幅に増
大する。これによりＯＰの出力電位が低下してＣ２のオ
ン抵抗が増大する。
Ｃ２のオン抵抗が増大することにより、ＣＲ時定数が著
しく大きくなり、トランスの２次出力が絞り込まれる。
しく大きくなり、トランスの２次出力が絞り込まれる。
なお、短絡などにより負荷供給電圧が低下することに伴
い、分圧回路Ｒ４，Ｒ５の出力電圧が上昇（絶対値が低
下）するが、ｏＰの反転入力端子の供給電圧が著しく増
大するため、もはやＯＰの二人力端子間のイマジナリ−
ショートが成立せず、負荷供給電力が絞り込まれたまま
となる。
い、分圧回路Ｒ４，Ｒ５の出力電圧が上昇（絶対値が低
下）するが、ｏＰの反転入力端子の供給電圧が著しく増
大するため、もはやＯＰの二人力端子間のイマジナリ−
ショートが成立せず、負荷供給電力が絞り込まれたまま
となる。
（ｇ）発明の効果
以上のようにこの発明によれば、定電圧化回路を構成す
るオペアンプやトランジスタをそのまま用いて、過電流
保護回路を構成したため、過電流保護のための専用のオ
ペアンプやトランジスタなど多数の回路部品を必要とし
ない、このため、部品コストおよび製造コストを低減す
るとともに、電源回路を構成する回路基板を容易に小型
化することができる。
るオペアンプやトランジスタをそのまま用いて、過電流
保護回路を構成したため、過電流保護のための専用のオ
ペアンプやトランジスタなど多数の回路部品を必要とし
ない、このため、部品コストおよび製造コストを低減す
るとともに、電源回路を構成する回路基板を容易に小型
化することができる。
第１図はこの発明の実施例であるスイッチング電源回路
を示す図、第２図は従来のスイッチング電源回路を示す
図である。 ′ｒ− Ｉ Ｒ１゜ ＤＩ。 Ｒ４゜ トランス、 一スイッチングトランジスタ、 Ｃ１−ＣＲ時定数回路、 Ｃ２−整流・平滑回路、 Ｒ５−分圧回路、 Ｒ８−電流検出抵抗、 ＯＰ−オペアンプ、 Ｅ−基準電圧回路、 Ｑ２−電流制御トランジスタ。
を示す図、第２図は従来のスイッチング電源回路を示す
図である。 ′ｒ− Ｉ Ｒ１゜ ＤＩ。 Ｒ４゜ トランス、 一スイッチングトランジスタ、 Ｃ１−ＣＲ時定数回路、 Ｃ２−整流・平滑回路、 Ｒ５−分圧回路、 Ｒ８−電流検出抵抗、 ＯＰ−オペアンプ、 Ｅ−基準電圧回路、 Ｑ２−電流制御トランジスタ。
Claims (1)
- （１）トランスの１次巻線に、この１次巻線に流れる電
流を断続させるスイッチングトランジスタを接続し、前
記トランスの３次巻線の一端に前記スイッチングトラン
ジスタのベースを接続し、他端にＣＲ時定数回路を接続
して自励発振回路を構成するとともに、前記トランスの
２次巻線に整流・平滑回路を接続したスイッチング電源
回路において、 負荷供給電圧を検出する分圧回路を負荷に並列接続し、
負荷供給電流を検出する電流検出抵抗を負荷に直列接続
し、前記分圧回路の出力電圧と前記電流検出抵抗の出力
電圧とを互いに逆極性の関係で入力するとともに基準電
圧に対する差成分を増幅するオペアンプを設け、このオ
ペアンプの出力によって前記ＣＲ時定数回路の電流を制
御する電流制御トランジスタを前記ＣＲ時定数回路に直
列接続して負帰還制御することを特徴とするスイッチン
グ電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17753388A JPH0226263A (ja) | 1988-07-15 | 1988-07-15 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17753388A JPH0226263A (ja) | 1988-07-15 | 1988-07-15 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0226263A true JPH0226263A (ja) | 1990-01-29 |
Family
ID=16032596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17753388A Pending JPH0226263A (ja) | 1988-07-15 | 1988-07-15 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0226263A (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5958921A (ja) * | 1982-09-28 | 1984-04-04 | Murata Mfg Co Ltd | 安定化電源回路 |
| JPS6077672A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-02 | Toshiba Electric Equip Corp | 電源装置 |
| JPS60197160A (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-05 | Murata Mfg Co Ltd | 電源装置 |
| JPS61218368A (ja) * | 1985-03-20 | 1986-09-27 | Murata Mfg Co Ltd | 安定化高圧電源 |
-
1988
- 1988-07-15 JP JP17753388A patent/JPH0226263A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5958921A (ja) * | 1982-09-28 | 1984-04-04 | Murata Mfg Co Ltd | 安定化電源回路 |
| JPS6077672A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-02 | Toshiba Electric Equip Corp | 電源装置 |
| JPS60197160A (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-05 | Murata Mfg Co Ltd | 電源装置 |
| JPS61218368A (ja) * | 1985-03-20 | 1986-09-27 | Murata Mfg Co Ltd | 安定化高圧電源 |
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