JPH02277108A - 比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、供給される電流値に応じた力を発生する比例
ソレノイドを有する電磁装置１例えば電磁比例弁を制御
する装置に関する。

Ｂ、従来の技術 例えば建設機械等の油圧回路では、油圧や油量を制御す
るために電磁比例弁４が多く用いられる。

電磁比例弁の制御量（油圧や油量）は、第８図の特性曲
線に示すようにコイルの励磁電流Ｉにほぼ比例して変化
する。

従来、このような電磁比例弁４を制御するに際しては、
第９図に示すような回路構成の制御装置が使用されてい
た。

すなわち、マイクロプロセッサ（ＭＣＵ）で構成される
コントローラ１は制御目標値に対応したデジタル信号を
出力する。このデジタル信号はＤＡ変換器２でアナログ
電圧信号に変換される。

このアナログ電圧信号は電圧／電流変換器（ＶＩ変換器
）３でアナログ電流信号に変換され、そのアナログ電流
信号を電磁比例弁４のコイルに印加して励磁する。

ここで、電圧／電流変換器３にはデイザ機能が付与され
ており、２００〜６００翫の高周波電流を電磁比例弁４
の定格電流の１０〜２０％の範囲でコイル電流に重畳し
、電磁比例弁４のヒステリシスを減少させている。

ところが、この構成ではＤＡ変換器２と、デイザ機能を
有する電圧／電流変換器３とを用いているため、装置が
高価になるという問題があった。

そこで、電圧／電流変換器等の高価な回路部品を用いず
に電磁比例弁４を制御する装置として、第１０図に示す
構成の制御装置が知られている。

第１０図において、１はマイクロプロセラ今で構成され
るコントローラ、５はデジタル出力部５ａとＡＤ変換部
５ｂで構成された入出力制御部、６は電磁比例弁４のコ
イルに通電する励磁電流を形成する駆動トランジスタ、
７はフライホイールダイオードである。

コントローラ１は、電磁比例弁４のコイルに流す励磁電
流の目標値に対応したデユーティの値をデジタル出力部
５ａに与える。デジタル出力部５ａは、そのデユーティ
に応じた期間だけハイレベルとなるパルスを駆動トラン
ジスタ６に入力する。これにより、電磁比例弁４のコイ
ルがデユーティに対応した期間だけ励磁される。この時
、コイルに流れる励磁電流は、コイル自身のインダクタ
ンス成分とフライホイールダイオード７の作用により鋸
歯状となり、電源電圧側にフィードバックされる。その
平均電流値は電源電圧とコイル電流のデユーティに比例
する。そこで、コイルの電源電圧をＡＤ変換部５ｂを介
してコントローラ１に読込み、デジタル出力部５ａに与
えるデユーティの値を読込んだ電源電圧の値に応じて補
正する。これにより、励磁電流がその目標値に設定され
る。

したがって、第１０図の構成では電圧／電流変換器が不
要であり、第９図の構成に比べて廉価となる。また、実
際の励磁電圧を検出してフィードバックし、制御目標の
励磁電流に近付くようにデユーティを補正しているため
、第６図の装置に比べて精度が向上する゛。

しかし上記構成では、ある標準状態におけるコイルの直
流抵抗成分を前提にして、入力された制溝目標値からデ
ユーティを定めているため、次のような問題が発生する
。

通電時間の長期化や油温の上昇によってコイルの温度が
上昇すると、それに伴ってコイルの直流抵抗も大きくな
る。その結果、同じ制御目標値であっても励磁電流が不
足し、所要の制御量が得られない。

このような問題を解決するものとして特公昭６２−５９
４４４号公報に示された電磁装置の制御装置が知られて
いる。

この制御装置は次のように動作する。

操作レバーの不感帯域において、アクチュエータを作動
させるに至らない程度の一定の指令信号を出力し、この
時のコイルの励磁電流を、コイルに直列に接続した抵抗
と、その抵抗の両端の電位差を増幅する差動増幅器と、
その差動増幅器の出力を平均化する平滑フィルタとの組
合せによって検出する。すなわち、平滑フィルタの°出
力を所定のタイミングでサンプリングして励磁電流を検
出する。そして、検出された励磁電流に基づいてデユー
ティ変換係数（補正値）を求め、操作レバーの感帯域に
おいて出力される制御目標値と求められたデユーティ変
換係数とから新たなデユーティを求める。

Ｃ０発明が解決しようとする課題 ところが、上記公報に示された制御装置では、操作レバ
ーの不感帯域内での操作により流れる励磁電流を検出し
これによりデユーティ変換係数を求めて新たなデユーテ
ィを演算するため、操作レバーの感帯域では有効な補正
を行うことができない、特にコイルの温度変化は励磁電
流が大きいほど早くて大きくなるため、操作レバーをフ
ルストロークで操作した時には特に有効に補正されない
。

また、励磁電流の脈動を平滑フィルタによって平滑化し
ているが、パルス幅変調駆動によるＰＷＭパルス信号の
周期は通常５０〜８０Ｈｚ程度であり、かつコイルの時
定数は非常に大きいため、励磁電流の脈動を充分に平滑
化し慢ず、その′サンプリングのタイミングによってデ
ユーティの補正量に大きな誤差が現われるという問題が
ある。

本発明の技術的課題は、感帯域での励磁電流を検出して
精度良くデユーティを求めコイルの温度上昇に伴う悪影
響を解消することにある。

０９課題を解決するための手段 クレーム対応図である第１図（ａ）〜（Ｑ）により説明
すると、本発明は、指令された制御目標値に基づいてデ
ユーティを演算するデユーティ演算手段１０１と、演算
されたデユーティのパルス信号を形成するパルス信号形
成手段１０２と、形成されたパルス信号に応じ電磁装置
１０４のコイルに通電する励磁電流を形成する励磁電流
形成手段１０３とを具備する比例ソレノイドを有する電
磁装置の制御装置に適用される。

そして上記の技術的課題は次の構成により解決される。

請求項１の発明は、第１図（ａ）に示すとおりコイルの
励磁電流をパルス信号に同期して積分する積分手段１０
５を有し、指令される゛制御目標値と積分手段１０５が
出力する積分値とからデユーティ演算手段１０１によっ
てデユーティを演算するように構成する。

請求項２の発明は、第１図（ｂ）に示すとおり、コイル
の励磁電流をパルス信号に同期して積分する積分手段１
０５と、この積分手段１０５の積分値とこの積分された
励磁電流を形成するために供されたデユーティとの比か
ら補正係数を演算する補正係数演算手段１０６とを有し
、指令される制御目標値と演算される補正係数とからデ
ユーティ演算手段１０１によりデユーティを演算するよ
うに構成する。

請求項３の発明は、デユーティ演算手段１０１が積分値
と制御目標値との偏差でデユーティを演算するようにし
たものである。

さらに請求項４の発明は、積分手段１０５をアナログ積
分回路で構成したものである。

請求項５の発明においては、第１図（ｃ）に示すとおり
上記積分手段１０５を、コイルの励磁電流に対応した周
波数のパルス列を発生′する電流−周波数変換手段１０
５Ａと、このパルス列を計数するとともにパルス信号に
同期してリセットされる計数手段１０５Ｂとから構成し
、デユーティ演算手段１０１が、指令される制御目標値
と計数手段の計数値とからデユーティを演算するように
構成する。

８０作用 電磁装［１０４のコイルに励磁電流が流れると、それに
応じて電磁装置１０４の制御量が制御される。コイルを
流れる励磁電流は、励磁電流形成手段１０３に印加され
るパルス信号に同期して積分手段１０５で積分される。

デユーティ演算手段１０１は、指令されている制御目標
値とこの積分値とから新たなデユーティを演算する。し
たがって、そのデユーティに応じた励磁電流がコイルに
通電される。

請求項２では、積分値とこの積分された励磁電流を形成
するために供されたデユーティとの比から補正係数を求
める。デユーティ演算手段１０１は、この補正係数と指
令されている肘御目標値とから新たなデユーティを特徴
する 請求項３では、積分値と制御目標値の偏差とからデユー
ティが求められる。

請求項５では、励磁電流はその大きさに応じた周波数パ
ルス列に変換されて上記パルス信号に同期して計数され
る。この計数値と制御目標値とからデユーティが求めら
れる。

このようにして新たなデユーティを演算するようにする
と、操作レバーの感帯域での励磁電流によりデユーティ
を高精度で補正できる。また、上記パルス信号と同期し
て励磁電流を積分するようにしたので、きめ細かくデユ
ーティを補正でき、誤差も少なくなる。

Ｆ、実施例 一第１の実施例− 第２図は１本発明に係る制御装置を電磁比例弁の制御に
用いる第１の実施例を示す構成図である。

１１はマイクロプロセッサなどで構成されたコントロー
ラであり、操作レバーなどか°ら指令される制御目標値
が入力されるとそれに応じたデユーティを示すデジタル
信号（以下、単にデユーティＤと呼ぶ）を出力する。１
４は、操作レバーの操作に応じて駆動され油圧や油量を
制御する電磁比例弁、１５はデジタル出力部１５ａとＡ
Ｄ変換部１５ｂで構成される入出力制御部である。デジ
タル出力部１５ａは、その内部に、内蔵クロック信号を
カウントするカウンタと、第３図（ｂ）に示すパルス幅
変調駆動信号（以下、ＰＷＭパルス信号と呼ぶ）の１周
期ｔを決定するためのカウント値を格納するレジスタと
を有する。カウンタのカウント値は、内蔵クロック信号
の順次の入力に応じて第３図（ａ）の（イ）で示すよう
に増加し、（ハ）で示すレジスタに格納した値に一致す
るとリセットされる。デジタル出力部１５ａはまた。

コントローラ１１から与えられるデユーティ比りを保持
するレジスタを有しており、第３図（、）の破線（ロ）
で示すようなデユーティＤが与えられた時に、カウンタ
のカウント値がＤの値を越えるまでの期間だけ第３図（
ｂ）に示す゛ようなローレベルのＰＷＭパルス信号を出
力する。操作レバー中立で電源オンした直後などの初期
化状態ではＤ＝Ｏであり、ローレベルのＰＷＭパルス信
号は出力されない。

また、１６は、ＰＷＭパルス信号のローレベルで導通さ
れコイル励磁電流を電磁比例弁１４のコイルに通電する
駆動トランジスタ、１７はフライホイールダイオード、
１８は、電磁比例弁１４に直列接続されコイルに流れる
電流を電圧に変換する抵抗、１９は抵抗１８に発生する
電圧を積分する積分回路である。

ここで、コントローラ１１からデユーティＤが出力され
ると、デジタル出力部１５ａはこのデユーティＤに対応
した期間だけローレベルのパルスを駆動トランジスタ１
６に入力する。また、デジタル出力部１５ａはＰＷＭパ
ルス信号の各周期の開始タイミングでコントローラ１１
に対して割込み要求を出力する。さらにデジタル出力部
１５ａは、ＰＷＭパルス信号の１周期おきに積分回路１
９の積分値をリセットするためハイ°レベルのリセット
信号を出力する。

一方、コントローラ１１は上記割込み要求に応じて、積
分回路１９の積分値をＡＤ変換部１５ｂを介して読込み
、次に出力するデユーティの演算を行う、積分回路１９
は、デジタル出力部１５ａからのリセット信号がローレ
ベルの期間にコイルに流れる励磁電流を抵抗１８で電圧
に変換して積分する。

以上の構成に係る動作を第３図のタイムチャートと第４
図のフローチャートを参照して説明する。

まず、装置電源を投入すると、第４図（ａ）のイニシャ
ライズ処理がコントローラ１１で実行される。すなわち
、コントローラ１１はデジタル出力部１５ａにハイレベ
ルのリセット信号を出力せしめ、積分回路１９の積分値
を初期化（リセット）させる（ステップ５１）６次に、
デユーティを算出するための係数であるデユーティ変換
係数Ｋを標準値Ｋｏに初期化し、また、操作レバーから
指令される制御目標値工とデユーティ′の値りをそれぞ
れＩ＝Ｏ，Ｄ＝Ｏに初期化する（ステップＳ２）、その
後、デジタル出力部１５ａから割込み要求が入力される
のを待つ（ステップＳ３）。

この初期化状態では、デユーティＤが０でありローレベ
ルのＰＷＭパルス信号が出力されないから、コイルに励
磁電流は流れず電磁比例弁１４は駆動されない。

なお、標準値Ｋｏは、コイル抵抗および電源電圧をある
標準状態としたときの値である。

そして、この初期化状態において周期を毎にコントロー
ラ１１に割込み要求が入力されると、コントローラ１１
は第４図（ｂ）に示す割込み処理を実行する。

この割込み処理では、まず、デジタル出方部１５ａから
出力しているリセット信号がハイレベルかローレベルか
を判定し、ハイレベルの時は今回の周期で積分動作を行
うためにリセット信号をローレベルにする（ステップＳ
ｌｌ、２０）、リセット信号がローレベルの時は前回の
周期で積分動作を行っているので、積分回路１″９の積
分値ＩｉをＡＤ変換部１５ｂを介して読込み（ステップ
５１２）、その後リセット信号をハイレベルに切替え、
積分回路１９の積分値Ｉｉをリセットする（ステップ５
１３）。

次に、デユーティ変換係数にの算出を行うが、初期化状
態あるいは電磁比例弁１４の駆動を停止している状態で
はＤ＝Ｏあるいはｌ１＝Ｏであるため、に＝Ｋｏに設定
する（ステップＳ１４゜１５．１９）、このデユーティ
変換係数Ｋに制御目標値Ｉを乗算して次の周期のデユー
ティＤを算出する（ステップ５１７）、操作レバーが操
作されていなければ制御目標値工は０であるためＤ＝Ｏ
となり、電磁比例弁１４の励磁電流は流れない。

その後、操作レバーの操作によって与えられる制御目標
値Ｉの値を読込み（ステップ８１８）、次の割込み要求
が入力されるまで待機する。

今、初期化後の第１回目の割込み処理のステップ８１８
でＩ＝Ｉ　（ｔ、）なる制御目標値が操作レバーから指
令されたものとすると、°第２回目の割込み処理では、
その前の周期のリセット信号がハイレベルであれば、ス
テップ５２０の実行後にステップＳ１７の処理により。

Ｄ＝Ｋｏ・Ｉ　　（ｔ□） の演算が行われ、第３周期目のデユーティＤが求められ
る。これにより、電磁比例弁１４は、この時のデユーテ
ィＤに対応してＰＷＭパルス信号がローレベルとなる期
間だけ駆動される。そして、第２回目の割込み処理の最
後のステップ８１ＢでＩ＝Ｉ　（ｔ、）なる制御目標値
が読込まれたものとすると、第３回目の割込み処理では
ステップ８１１〜Ｓ１６の処理が実行され、ステップｓ
１６において。

Ｋ＝Ｄ／Ｉｉ の演算が実行され、第３周期目で流れた励磁電流の積分
値ＩｉとそのデユーティＤとの比によってデユーティ変
換係数Ｋが求められる。そして１次のステップ８１７で
は、このデユーティ変換係数Ｋに対して次の制御目標値
Ｉ　（ｔ２）が乗算され、第４周期目のデユーティＤが
求められる。

このような制御しこよって電磁比例弁１４のコイルには
第３図（ｄ）に示すような波形形状の励磁ｌｔ流が流れ
る。そして、積分回路１９は、ＰＷＭパルス信号に同期
して励磁電流を積分し、第３図（ｅ）に示すような積分
値Ｉｉを出力する。

このように任意のデユーティＤに対する励磁電流の実際
の値（Ｉｉ）の比（デユーティ変換係数）を求め、その
比によって次に出力するＰＷＭパルス信号のデユーティ
を演算しているため、電磁比例弁１４のコイルに温度変
化があってもその励磁電流を制御目標値に高精度で近付
けることができる。また、励磁電流の実際の値（Ｉｉ）
がパルス幅変調駆動の１周期おきにフィードバックされ
るため、時々刻々の励磁電流の変化に高精度に追従して
デユーティ変換係数Ｋが変更される。このため、デユー
ティの補正量の誤差も極めて小さなものとなる。

以上の実施例の構成において、コントローラ１１がデユ
ーティ演算手段を、デジタル出力部１５ａがパルス信号
形成手段を、駆動゛トランジスタ１６が励磁電流形成手
段を、積分回路１９が積分手段をそれぞれ構成する。

なお、上記実施例においては、励磁電流によって発生す
る抵抗１８の両端電圧をＰＷＭパルス信号の１周期おき
に積分しているが、所要の精度のデユーティ変換係数Ｋ
が得られる範囲内であれば２周期以上にしてもよい。

一第２の実施例− 第５図は１本発明に係る制御装置を電磁比例弁の制御に
用いる第２の実施例を示す構成図である。この実施例は
第１の実施例の積分回路をデジタル回路で構成したもの
である。以下、第２図と同様な箇所には同一の符号を付
して相違点を中心に説明する。

２１は抵抗１８に発生する電圧に比例した周波数のパル
ス列を発生する電圧−周波数変換器、２２はそのパルス
列のパルス数を積算計数するカウンタである。

ここで、コントローラ１１からデユーティＤが出力され
ると、デジタル出力部１５８′はこのデユーティＤに対
応した期間だけローレベルのパルスを駆動トランジスタ
１６に入力する。また、デジタル出力部１５ａはＰＷＭ
パルス信号の各周期の開始タイミングでコントローラ１
１に対して割込み要求を出力する。

一方、コントローラ１１は上記割込み要求に応じて、カ
ウンタ２２の計数値をデジタル入力部１５ｂを介して読
込み、続いて、デジタル出力部１５ａを介してカウンタ
２２をリセットするためのリセット信号を出力する。さ
らに、得られた計数値と制御指令入力とに基づき次に出
力するデユーティの演算を行う。

以上の構成に係る動作を第３図のタイムチャートと第４
図（ａ）および第６図のフローチャートを参照して説明
する。

まず、装置電源の投入に伴いコントローラ１１で第４図
（ａ）のイニシャライズ処理が実行される。すなわち、
コントローラ１１はデジタル出力部１５ａにパルス状の
リセット信号を出力する。

リセット信号は、ＰＷＭパルス信号の°周期に対して充
分に短いパルス幅をもつパルス状の信号であり、カウン
タ２２はリセット信号の立上りのエツジでリセット（Ｏ
にクリア）される（ステップ５１）６次に、ステップＳ
２で上述と同様にデユーティ変換係数に＝標準値Ｋｏ、
制御目標値Ｉ　＝Ｏ。

デユーティＤ＝Ｏの初期化が行なわれ（ステップＳ２）
、その後、デジタル出力部１５ａがら割込み要求が入力
されるのを待つ（ステップｓ３）。

この初期化状態において周期し毎にコントローラ１１に
割込み要求が入力され゛ると、コントローラ１１は第６
図に示す割込み処理を実行する。

この割込み処理では、ステップ５１２Ａにおいてカウン
タ計数値ＩＣをデジタル入力部１５ｂを介して読込み、
その後リセット信号を出方し、カウンタ２２をリセット
する（ステップ５１３）。

次いで上述と同様なステップ８１４〜ｓ１６゜Ｓ１９を
経てステップＳ１７でデユーティを演算する。この実施
例でも、上述と同様に、デユーティＤを制御目標値Ｉと
デユーティ変換係数との積として求めることにする。し
たがって゛、デユーティ変換係数は、指令された電流値
と実際に流れた電流値との過不足の程度を表わす係数が
選ばれる。

二二では、指令された電流値を代表する値としてデユー
ティＤを用い、実際に流れた電流値を代表する値として
カウンタ２２の積算計数値Ｉｃを用い、デユーティ変換
係数を、 Ｋ＝Ｄ／Ｉｃ としてステップ５１６Ａで演算し、ステップＳ１７でＤ
＝に−Ｉにより新しいデユーティＤが算出されデジタル
出力部１５ａに出力される（ステップＳ７）、そして、
次の周期に備えて制御目標値Ｉを読込み（ステップ３１
８）、割込処理から復帰する。

このような制御によって電磁比例弁１４のコイルには先
の実施例と同様に第３図（ｄ）に示すような波形形状の
励磁電流が流れる。励磁電流は、抵抗１８で電圧に変換
され、さらに電圧−周波数変換器２１によって、電流値
が高いときには周波数が高く、電流値が小さいときには
周波数が低いパルス列に変換される。したがって、カウ
ンタ２２の計数値は、リセット信号によってリセットさ
れたときからの電流の積分値を示すことになる。

励磁電流の平均値はＩｃ／ｌであるが、ＰＷＭパルス信
号の１周期ｔは一定の値なので、平均値とＩｃとは比例
関係にあり、比例定数をデユーティ変換係数に含めて考
えることにすれば、積算計数値Ｉｃを励磁電流の平均値
として取扱うことができる。

このように本実施例では、任意のデユーティＤに対する
励磁電流の実際の＠（Ｉｃ）の比（デユーティ変換係数
）を求め、その比によって次に出力するＰＷＭパルス信
号のデユーティを演算しているため、電磁比例弁１４の
コイルに温度変化があってもその励磁電流を制御目標値
に高精度で近付けることができる。また、励磁電流の実
際の値（Ｉｃ）がパルス幅変調駆動の１周期毎にフィー
ドバックされるため１時々刻々の励磁電流の変化に高精
度に追従してデユーティ変換係数Ｋが変更される。この
ため、デユーティの補正量の誤差も極めて小さなものと
なる。

以上の実施例の構成において、コントローラ１１がデユ
ーティ演算手段を、デジタル出力部１５ａがパルス信号
形成手段を、駆動トランジスタ１６が励磁電流形成手段
を、抵抗１８および電圧−周波数変換器１９が電流−周
波数変換手段を、カウンタ２２が計数手段をそれぞれ構
成する。

−第３の実施例− 第７図（ａ）、（ｂ）により第３の実施例を説明する。

なお、ハード構成は第５図に示したものと同様である。

電源を投入すると第７図（ａ）のイニシャライズ処理が
コントローラ１１で実行される。まず、コントローラ１
１はデジタル出力部１５ａを介してカウンタ２２にリセ
ット信号を送り、カウント値をＯにする（ステップＳＬ
）、次に操作レバーから指令される制御目標値Ｉとデユ
ーティＤをそ″れぞれＩ＝Ｏ，Ｄ＝Ｏに初期化する（ス
テップ５２Ａ）、この後、入出力制御部１５から割込み
要求が入力されるのを待つ（ステップＳ３）。

この初期化状態において周期し毎に′コントローラ１１
に割込要求が入力されると、コントローラ１１は第７図
（ｂ）に示す割込処理を実行する。

この割込処理では、まず、カウンタ２２の計数値Ｉｃお
よび制御目標値■を入出力制御部１５を介して読み込む
（ステップ５Ｌ２Ｂ）、次にカウンタ２２にリセット信
号を送りカウント値をＯにする（ステップ３１３）、計
数値Ｉｃは制御目標値Ｉと計算上のレベルを合わせるた
めの計数Ｋｓを乗ぜられて電流Ｉｆに変換され、さらに
制御目標値Ｉとの差ＤＥＬＴ　（目標電流値と実際に流
れる電流との偏差）が求められる（ステップ５２１）４
デユーテイＤは、前の周期に出力したデユーティＤに今
回求まった偏差ＤＥＬＴとゲインＫｉとの積を加える（
ＤＥＬＴが負の場合には減することになる）ことで決定
される（ステップ５２２）、ここでＫｉは制御のゲイン
であり、大きいと連応性は良いが、不安定になりやすく
、小さいと安定であるが、連応性に欠ける傾向をもつ。

最後に計算されたデユーティＤを出力する（ステップ８
２３）、これは第３図（ａ）′に示される（口）を格納
しているレジスタを書き換えることで行われる。

このような第３の実施例では、操作レバーから与えられ
る制御目標値工と実際の電流値Ｉｆとの偏差ＤＥＬＴを
フィードバックすることによりデユーティＤを演算する
ようにしているから、先に説明した第１および第２の実
施例と同等の作用効果が得られる。

なお以上では、電磁比例弁について説明したが、比例ソ
レノイドを有するその他の電磁装置にも本発明を適用で
きる。

Ｇ６発明の詳細 な説明したように本発明においては、電磁比例弁などの
電磁装置を実際に作動させる操作レバーの感帯域内での
励磁電流を積分し、操作レバーなどから指令される制御
目標値と積分値とに基づいてデユーティを求めるように
し、その積分をＰＷＭパルスに同期して行うようにした
ので、電磁装置のコイルの温度上昇等に伴う励磁電流の
変化を高精度で補償できる。

従って、例えば電磁比例弁による制御量をフィードフォ
ワードで制御する多関節アームの軌跡制御システムでは
、実際の軌跡と計算した軌跡との偏差が極めて小さくな
り、また速度制御システムでは速度偏差が極めて小さく
なるという効果が得られる。また、フィードバック制御
を併用したシステムでは、フィードバック量と目標値と
の偏差が少なくなるため、安定した制御を行うことが可
能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はクレーム対応図である。 第２図および第５図は本発明の第１および第２の実施例
を示す構成図、第３図は実施例の動作を説明するための
タイムチャート、第４図、第６図および第７図はそれぞ
れ各実施例におけるデユーティの補正処理の概要を示す
フローチャート、第８図は電磁比例弁の励磁電流と制御
量の関係を示す特性図、第９図は従来装置の一例を示す
構成図。 第１０図は従来装置の他の例を示す構成図である。 １１：コントローラ　　　　１４：電磁比例弁１５：入
出力制御部　　　１５ａ：デジタル出力部１５ｂ：ＡＤ
変換部　　　　　１６：駆動トランジスタ１７：フライ
ホイールダイオード １８：抵抗　　　　　　　　１９：積分回路２１：電圧
−周波数変換器　２２：計数回路１０１：デユーティ演
算手段 １０２：パルス信号形成手段 １０３：励磁電流形成手段　１０４：電磁装置１０５：
積分手段 １０５Ａ：電流−周波数変換手段　　１０５Ｂ：計数手
段１０６：補正係数演算手段

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）指令された制御目標値に基づいてデューティを演算
   するデューティ演算手段と、演算されたデューティのパ
   ルス信号を形成するパルス信号形成手段と、形成された
   パルス信号に応じ電磁装置のコイルに通電する励磁電流
   を形成する励磁電流形成手段とを具備する装置において
   、 前記コイルの励磁電流を前記パルス信号に同期して積分
   する積分手段を有し、 前記デューティ演算手段は、指令される制御目標値と前
   記積分手段が出力する積分値とからデューティを演算す
   ることを特徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の
   制御装置。 ２）指令された制御目標値に基づいてデューティを演算
   するデューティ演算手段と、演算されたデューティのパ
   ルス信号を形成するパルス信号形成手段と、形成された
   パルス信号に応じ電磁装置のコイルに通電する励磁電流
   を形成する励磁電流形成手段とを具備する装置において
   、 前記コイルの励磁電流を前記パルス信号に同期して積分
   する積分手段と、 この積分手段の積分値とこの積分された励磁電流を形成
   するために供されたデューティとの比から補正係数を演
   算する補正係数演算手段とを有し、 前記デューティ演算手段は、指令される制御目標値と演
   算される補正係数とからデューティを演算することを特
   徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置。 ３）指令された制御目標値に基づいてデューティを演算
   するデューティ演算手段と、演算されたデューティのパ
   ルス信号を形成するパルス信号形成手段と、形成された
   パルス信号に応じ電磁装置のコイルに通電する励磁電流
   を形成する励磁電流形成手段とを具備する装置において
   、 前記コイルの励磁電流を前記パルス信号に同期して積分
   する積分手段を具備し、 前記デューティ演算手段は、この積分手段の積分値と前
   記制御目標値との偏差に応じてデューティを演算するこ
   とを特徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の制御
   装置。 ４）請求項１〜３のいずれかの項に記載の制御装置にお
   いて、前記積分手段がアナログ積分回路を有することを
   特徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置
   。 ５）請求項１〜３のいずれかの項に記載の制御装置にお
   いて、前記積分手段が、前記コイルの励磁電流に対応し
   た周波数のパルス列を発生する電流−周波数変換手段と
   、このパルス列を計数するとともに前記パルス信号に同
   期してリセットされる計数手段とを有し、前記積分値が
   計数値であることを特徴とする比例ソレノイドを有する
   電磁装置の制御装置。