JPH0237809A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
- Publication number
- JPH0237809A JPH0237809A JP63189033A JP18903388A JPH0237809A JP H0237809 A JPH0237809 A JP H0237809A JP 63189033 A JP63189033 A JP 63189033A JP 18903388 A JP18903388 A JP 18903388A JP H0237809 A JPH0237809 A JP H0237809A
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- JP
- Japan
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- mostr
- transistor
- series
- voltage
- resistance
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- Pending
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、固体振動子を結合した発振回路に関するもの
である。
である。
従来の技術
相補対の絶縁ゲート形電界効果トランジスタによるイン
バータ回路（以下、ＣＭＯＳインバータと称す）と水晶
振動子を結合した発振回路は、安定な振動周期が得られ
、クロック、ウォッチ等のデジタル時計や、マイクロ・
プロセッサの分野で基準クロック信号発生源として利用
されている。
バータ回路（以下、ＣＭＯＳインバータと称す）と水晶
振動子を結合した発振回路は、安定な振動周期が得られ
、クロック、ウォッチ等のデジタル時計や、マイクロ・
プロセッサの分野で基準クロック信号発生源として利用
されている。
第１図は、従来の標準的な発振回路であり、水晶振動子
１、帰還抵抗２、Ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタ（以
下、Ｐ−ＭＯ３Ｔｒと略す）３、Ｎチャネル形ＭＯＳト
ランジスタ（以下、Ｎ−ＭＯ３Ｔｒと略す）４、及びコ
ンデンサ５，６を備え、電源端子ＶＤＤ−ＶＳＳ間に所
定の電圧を与えることによって、安定で固有な発振出力
が得られる。
１、帰還抵抗２、Ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタ（以
下、Ｐ−ＭＯ３Ｔｒと略す）３、Ｎチャネル形ＭＯＳト
ランジスタ（以下、Ｎ−ＭＯ３Ｔｒと略す）４、及びコ
ンデンサ５，６を備え、電源端子ＶＤＤ−ＶＳＳ間に所
定の電圧を与えることによって、安定で固有な発振出力
が得られる。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、この従来例の発振回路では、安定な発振
能力を確保するためにＰ−ＭＯ３Ｔｒ３及びＮ−ＭＯ３
Ｔｒ４とも、チャネル幅Ｗとチャネル長しとの比、即ち
Ｗ／Ｌ値が大きく設定され、例えば、通常のＣＭＯＳロ
ジック回路のトランジスタに比べ、Ｗ／Ｌ値が１０〜２
０倍程度大きい。この場合、発振回路の貫通電流Ｉｏを
小さ（することは重要な課題である。
能力を確保するためにＰ−ＭＯ３Ｔｒ３及びＮ−ＭＯ３
Ｔｒ４とも、チャネル幅Ｗとチャネル長しとの比、即ち
Ｗ／Ｌ値が大きく設定され、例えば、通常のＣＭＯＳロ
ジック回路のトランジスタに比べ、Ｗ／Ｌ値が１０〜２
０倍程度大きい。この場合、発振回路の貫通電流Ｉｏを
小さ（することは重要な課題である。
本発明は、ＣＭＯＳインバータ構成の発振回路の低電流
化を達成し、伴せて、集積回路化にも最適の発振回路を
提供するものである。
化を達成し、伴せて、集積回路化にも最適の発振回路を
提供するものである。
課題を解決するための手段
本発明は、入カ−出力端子間に振動子結合したＣＭＯＳ
インバータ構成に、第３のＭＯＳトランジスタを直列接
続し、この第３のＭＯＳトランジスタのゲート電位をし
きい値近傍の同トランジスタ導通電位に保持した発振回
路である。
インバータ構成に、第３のＭＯＳトランジスタを直列接
続し、この第３のＭＯＳトランジスタのゲート電位をし
きい値近傍の同トランジスタ導通電位に保持した発振回
路である。
作用
これによって発振回路のＣＭＯＳインバータで消費され
る電流、いわゆるインバータ貫通電流を小さ（できる。
る電流、いわゆるインバータ貫通電流を小さ（できる。
実施例
第１図は本発明の実施例発振回路の回路図であり、ＣＭ
ＯＳインバータ構成の一対のＰ−ＭＯ８Ｔｒ３及びＮ−
ＭＯ３Ｔｒ４に加え、第３のトランジスタとして、Ｎ−
ＭＯ８Ｔｒ７を負債電源端子ｖＳＳとＮ−ＭＯ８Ｔｒ４
のソース側との間に直列接続し、更に、そのゲート電圧
を制御するために第４のトランジスタとしてＰ−ＭＯ８
Ｔｒ８と抵抗９とを直列接続して低電圧源を構成し、そ
の中点電位ＶＮをＮ−ＭＯ５Ｔｒ７のゲート電極に供給
するものである。
ＯＳインバータ構成の一対のＰ−ＭＯ８Ｔｒ３及びＮ−
ＭＯ３Ｔｒ４に加え、第３のトランジスタとして、Ｎ−
ＭＯ８Ｔｒ７を負債電源端子ｖＳＳとＮ−ＭＯ８Ｔｒ４
のソース側との間に直列接続し、更に、そのゲート電圧
を制御するために第４のトランジスタとしてＰ−ＭＯ８
Ｔｒ８と抵抗９とを直列接続して低電圧源を構成し、そ
の中点電位ＶＮをＮ−ＭＯ５Ｔｒ７のゲート電極に供給
するものである。
この実施例の回路構成では、Ｎ−ＭＯ８Ｔｒ７がＣＭＯ
Ｓインバータ回路の過渡状態のときの貫通電流１０を制
限する。即ち、絶縁ゲート形電界効果トランジスタの電
流特性は次式の関係が成り立っている。
Ｓインバータ回路の過渡状態のときの貫通電流１０を制
限する。即ち、絶縁ゲート形電界効果トランジスタの電
流特性は次式の関係が成り立っている。
１０３＝β（Ｖａｓ−Ｖｒ）２
ここで、ｆｏｓニドレイン・ソース間電流、ＶａＳ：ゲ
ート・ソース間電圧、ｖｒ：しきい値電圧、β：プロセ
スや設計によって決まる定数、である。この関係式から
れかるように、Ｎ−ＭＯ８Ｔｒ７のゲート・ソース間電
圧Ｖａｓ （以下、単にゲート電圧と呼ぶ）を小さ（し
、これをしきい値電圧Ｖｒ近傍に設定すれば、同Ｎ−Ｍ
Ｏ３Ｔｒ７の電流は顕著に低減化される。第１図のＰ−
ＭＯ８Ｔｒ８及び抵抗９の直列回路構成は、ＣＭＯＳイ
ンバータ回路に直列接続されたＮ−ＭＯＳＴｒ７のゲー
ト電圧供給源である。これにより、Ｎ−ＭＯ３Ｔｒ７の
ゲート電圧を安定、かつ、実用的に低く設定することが
でき、オン抵抗を高くすることができる。
ート・ソース間電圧、ｖｒ：しきい値電圧、β：プロセ
スや設計によって決まる定数、である。この関係式から
れかるように、Ｎ−ＭＯ８Ｔｒ７のゲート・ソース間電
圧Ｖａｓ （以下、単にゲート電圧と呼ぶ）を小さ（し
、これをしきい値電圧Ｖｒ近傍に設定すれば、同Ｎ−Ｍ
Ｏ３Ｔｒ７の電流は顕著に低減化される。第１図のＰ−
ＭＯ８Ｔｒ８及び抵抗９の直列回路構成は、ＣＭＯＳイ
ンバータ回路に直列接続されたＮ−ＭＯＳＴｒ７のゲー
ト電圧供給源である。これにより、Ｎ−ＭＯ３Ｔｒ７の
ゲート電圧を安定、かつ、実用的に低く設定することが
でき、オン抵抗を高くすることができる。
ＣＭＯＳインバータ回路を構成するＰ−ＭＯ８Ｔｒ３及
びＮ−ＭＯ３Ｔｒ４は、安定な発振能力をもたせるよう
に、Ｗ／Ｌ値を比較的大きく設定する。これによっても
、貫通電流１０ は、Ｎ−ＭＯ８Ｔｒ７によって制限
され、全消費電力は顕著に低減される。
びＮ−ＭＯ３Ｔｒ４は、安定な発振能力をもたせるよう
に、Ｗ／Ｌ値を比較的大きく設定する。これによっても
、貫通電流１０ は、Ｎ−ＭＯ８Ｔｒ７によって制限
され、全消費電力は顕著に低減される。
発明の効果
本発明によれば、撮動子と結合されるＣＭＯＳインバー
タ回路構成の相補対絶縁ゲート形電界効果トランジスタ
に直列接続して、第３の絶縁ゲート形電界効果トランジ
スタを設け、このトランジスタのオン抵抗を高く設定す
ることにより、ＣＭＯＳインバータ回路の貫通電流を制
限して、微小電流で低消費電力・小型の発振回路が実現
される。これにより、電池電源を使用する電子機器で、
その電池の寿命を延長させるのに有効である。
タ回路構成の相補対絶縁ゲート形電界効果トランジスタ
に直列接続して、第３の絶縁ゲート形電界効果トランジ
スタを設け、このトランジスタのオン抵抗を高く設定す
ることにより、ＣＭＯＳインバータ回路の貫通電流を制
限して、微小電流で低消費電力・小型の発振回路が実現
される。これにより、電池電源を使用する電子機器で、
その電池の寿命を延長させるのに有効である。
第１図は、本発明実施例発振回路の回路図、第２図は、
従来例の回路図である。 １・・・・・・水晶振動子、２・・・・・・帰還抵抗、
３，８・・・・・・Ｐ−ＭＯ８Ｔｒ、４ 、７−・・−
・Ｎ −Ｍ ＯＳ Ｔ ｒ、５．６・・・・・・コンデ
ンサ、９・・・・・・ゲート電圧制御用抵抗。
従来例の回路図である。 １・・・・・・水晶振動子、２・・・・・・帰還抵抗、
３，８・・・・・・Ｐ−ＭＯ８Ｔｒ、４ 、７−・・−
・Ｎ −Ｍ ＯＳ Ｔ ｒ、５．６・・・・・・コンデ
ンサ、９・・・・・・ゲート電圧制御用抵抗。
Claims (1)
- 入カ−出力端子間に振動子を結合したＣＭＯＳのインバ
ータ構成に、第３のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
このトランジスタのゲート電位をしきい値近傍の同トラ
ンジスタ導通電位に保持した発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63189033A JPH0237809A (ja) | 1988-07-28 | 1988-07-28 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63189033A JPH0237809A (ja) | 1988-07-28 | 1988-07-28 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0237809A true JPH0237809A (ja) | 1990-02-07 |
Family
ID=16234173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63189033A Pending JPH0237809A (ja) | 1988-07-28 | 1988-07-28 | 発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0237809A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1638202A1 (en) * | 2004-09-21 | 2006-03-22 | Dialog Semiconductor GmbH | Oscillator with controlled current source |
-
1988
- 1988-07-28 JP JP63189033A patent/JPH0237809A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1638202A1 (en) * | 2004-09-21 | 2006-03-22 | Dialog Semiconductor GmbH | Oscillator with controlled current source |
| US7038550B2 (en) | 2004-09-21 | 2006-05-02 | Dialog Semiconductor Gmbh | Smart current controlled (SCC) resonator driver |
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