JPH03106568A - 溶接機用高周波電源装置の制御方法 - Google Patents
溶接機用高周波電源装置の制御方法Info
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- JPH03106568A JPH03106568A JP24369189A JP24369189A JPH03106568A JP H03106568 A JPH03106568 A JP H03106568A JP 24369189 A JP24369189 A JP 24369189A JP 24369189 A JP24369189 A JP 24369189A JP H03106568 A JPH03106568 A JP H03106568A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、高周波出力電圧を変圧器を介し変圧（降圧）
して溶接電流を供給する溶接機用高周波電源装Ｉの制御
方法に関するもので、 特に溶接機用変圧器の偏励磁を抑制するようにした高周
波電源装置の制御方法に関する．なお以下各図において
同一の符号は同一 もしくは相当部分を示す． 〔従来の技術〕 この種の従来技術としては、 特開昭６０− ２ ２ ３ ６ ５ ９号公報、ならび
に本出願人の先願になる、 特開平１−１１７６６５号公報、 特願平１−１２ １０６０号、 等がある． 第２図は溶接機とこの溶接機に電流を供給する本発明お
よび従来の高周波電源装置の基本回路横戒を示す図であ
る． 同図において、１は高周波電源装置であり、この装置１
は商用周波数電源を整流するなどして得られる直流電源
２、この直流電源２を入力としインバータ動作をするブ
リッジ接続されたパワートランジスタなどのスイッチン
グ素子３１ ａ ＋ ３ｌ ｂ ＋ ３ ２ ａ ＋３
２ｂおよびこれらのパワートランジスタに逆並列に接続
されたダイオード４１ａ．４ｌｂ．４２ａ，４２ｂ ｓ
前記直流電源２の出力電流ｌ．を検出する電流検出器５
、この電流検出器５からの出力信号５Ａを入力とする制
御回路６などで構威される． ７は溶接機で、前記高周波電源装置１の出力電流ｈを入
力とする変圧器８．この変圧器８の二次巻線の両端に接
続され全波整流回路を形威するダイオード４３ａ，４３
ｂなどで溝戒され、前記ダイオード４３ａ．４３ｂによ
る直流出力と前記変圧器８の中性点との間に溶接回路が
形威される． 上述のような構成において、高周波電源装置ｌは直流電
源２からの直流入力をパワートランジスタ３１ａ．３ｌ
ｂ．３２ａ．３２ｂによって高周波出力電圧ν，に変換
し、これを溶接機７に供給する．高周波出力電圧Ｖ，の
制御は電流検出器５からの出力信号５＾を入力とする制
御回路６によって行われる．第３図は従来の高周波電源
装置における制御回路６の構或例を示すブロック図であ
る．直流電源２の出力電流ｌ．は電流検出器５で検出さ
れ、その出力信号５＾は絶対値回路ｌＧにて整流される
．誤差増幅器ｌ２は電流設定器１ｌと絶対値回路１０の
出力誤差を増幅する．通電制御回路１３は誤差増幅器１
２からの増幅信号を受けてパワートランジスタ３１ａ．
３ｌｂ，３２ａ．３２ｂの通電期間を制御して高周波電
源装置１の出力電圧Ｖｌを制御する．つまり、パワート
ランジスタ３１ａ，３ｌｂと３２ａ．３２ｂとは常に同
じ通電期間になるように制御される． 第４図（イ）は高周波電源装置１の出力電圧Ｖ，の波形
を示す．一定周期Ｔ中のパワートランジスタ３１ａ．３
ｌｂの通電期間ｔ１とパワートランジスタ３２ａ，３２
ｂの通電期間ｉとは上述のように同一になるように制御
されている．同図（ロ）の実線で示した波形はこのとき
の高周波出力電圧１１の波形を示し、溶接機のアーム９
などのインダクタンスの影響を受けて各半サイクルごと
に右上りの電流波形となっている．同図（ハ）の実線で
示した波形はこのときの直流電源２の出力電流ｉ．の波
形である． 〔発明が解決しようとする５題〕 従来の高周波電源装置においては、上述の如く溶接電流
ｉｔはパワートランジスタ３１ａ．３ｌｂ，３２ａ．３
２ｂの通電を変化させて制御されるが、実際にはパワー
トランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間ｔｌとパワート
ランジスタ３２ａ，３２ｂの通電期間１．との間には僅
かな誤差が生じる．この誤差は、スイッチング素子のタ
ーンオフタイム等に比べて小さく、また、出力電流等に
より変化するためこの誤差を零にすることは困難である
． ところが、溶接機電流の通電時間が長くなる、つまり出
力パルス数が増えると、この誤差が積算されて変圧器８
が偏励磁される． 第５図はこのような偏励磁が発生したときの高周波電源
装置の出力電流ｌ１の波形例を示し、同図（イ）はパワ
ートランジスタ３１ａ，３ｌｂの通電期間１１がパワー
トランジスタ３２ａ ． ３２ｂの通電期間ｔ，より長
い場合の、同図（ロ）はパワートランジスタ３２ａ．３
２ｂの通電期間ｔｇがパワートランジスタ３１ａ．３ｌ
ｂの通電期間ｔ，より長い場合の波形例をそれぞれ示す
．即ち偏励磁のために第５図（イ）（ロ）に点線で示す
ように高周波電源装置の出力電流ｌ１が過電流になった
り、熔接電流ｉ．が低下するなどの問題を生じる．同図
において点線で示すΔ１１は高周波電源装置出力電流ｈ
中の偏励磁電流分を示す． そこで本発明は、制御の過程に生じる僅かな誤差の積算
などによって溶接機用変圧器に偏励磁が起こっても、こ
れを抑制することのできるような溶接機用高周波電源装
置の制御方法を提供することを課題とする． （ＩＩＩを解決するための手段〕 前記の課題を解決するために本発明の方法は、ｒ直流電
源（２など）を繰返し開閉して可変パルス幅の高周波出
力電圧（νＩ）を得るスイッチング素子（パワートラン
ジスタ３１ａ，３ｌｂ，３２ａ．３２ｂなど）を備え、
前記高周波出力電圧を変圧器（８など）を介し変圧して
、溶接電流（ｈなど）を供給する溶接機用高周波電源装
置（１など）において、前記直流電源の出力電流０●）
を（電流検出器５などで）検出し、前記高周波出力電圧
が正の期間（ｂなど）の前記直流電源の正の出力電流（
半導体スイッチ１７ａの出力）の平均値と、前記高周波
出力電圧が負の期間の前記直流電源の正の出力電流（半
導体スイッチ１７ｂの出力）の平均値が等しくなるよう
に（前記２つの平均値の差を平滑回路１８などを介して
求めたうえ、この差としての偏磁検出量１ｄを一方では
反転回路１５ｂを介して加算器１６ａに、他方では直接
加算器１６ｂに与えることなどにより）、前記高周波出
力電圧の正，負いずれか、もしくは両方の電圧パルス幅
（スイッチング素子３１ａ． ３ｌｂ． ３２ａ． ３
２ｂなどの通電期間）を制御するｊものとする． 〔作用〕 溶接機用変圧器の偏磁量を直流電源から高周波電源装置
へ供給される電流（直流電源出力電流）の正の成分中に
おける高周波出力電圧の正の半波分と負の半波分の差の
平均値（偏磁検出量ｌｄ）として検出し、この差を０と
するようにスイッチング素子の通電期間（高周波出力電
圧のパルス幅）を制御するわけである． 〔実施例〕 以下第１図．第２図ならびに第４図，第５図を用いて本
発明の実施例を説明する．第１図は本発明の一実施例と
しての制御回路の構威を示すブロック図で、第３図に対
応するものである．また第４図は、第２図のほか第１図
の各部分の波形図を示している． 第２図で述べたように直流電源２の出力電流ｌ．は電流
検出器５で検出されるが、この検出出力信号５Ａは本発
明では第１図の制御回路６に入力される．
一 次に第１図において、前記検出出力信号５Ａは絶対値回
路ｌＯと半波整流回路１４へ導びかれる．絶対値回路ｌ
Ｏは電流検出器出力５Ａを整流する．誤差増幅器１２は
電流設定器１１と絶対値回路ｌＯとの出力誤差を増幅す
る．通電制御回路１３ａは、誤差増幅器１２の出力と反
転回路１５ｂの出力とを加算する加算器１ｉの出力信号
を受けてパワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間
を制御し、通電制御回路１３ｂは、誤差増幅器ｌ２の出
力と増幅器ｌ９の出力とを加算する加纂器１６ｂの出力
信号を受けてパワートランジスタ３２ａ，３２ｂの通電
期間を制御して、高周波電源装置出力電流ｈを制御する
． パワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間ｈがパワ
ートランジスタ３２ａ，３２ｂの通電期間ｔ３より大き
い場合、第４図（ロ）に点線で示すように、高周波電源
装置出力電流ｈの正の半サイクルには偏励磁電流Δｈが
重畳し、電流検出器出力５Ａにも同図（ハ）の点線で示
すように偏励磁電流Δｌ●が重畳する．半波整流回路１
４は同図（ニ）に示すように電流検出器出力５Ａを半波
整流する．半波整流回路１４の出力ｈは、一方では直接
半導体スイッチ１７ａへ導びかれ、他方では、反転回路
１５ｍを経由して半導体スイッチ１７ｂへ導びかれる．
半導体スイッチ１７ａはパワートランジスタ３１ａ，３
ｌｂが通電期間中ＱＮＬ、半導体スイッチ１７ｂは、パ
ワートランジスタ３２ａ，３２ｂが通電期間中ＯＮする
．半導体スイッチ１７ａ． １７ｂの出力は加算器１６
ｃにより加算され、第４図（ホ）のｌ，の波形となる．
この加纂器１６ｃの出力ｌ４波形には、高周波電源装置
ｌの出力電流ｈに重畳される偏励磁電流Δｈ相当のΔｈ
が重畳する．従って、加算器１６ｃの出力ｌ．を入力す
る平滑回路１８からは、高周波電源装置出力電流ｈに重
畳する偏励磁電流Δｈに相当する正の値の偏磁検出量ｌ
ｄが出力される． パワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間１，がパ
ワートランジスタ３２ａ．３２ｂの通電期間ｔ８より短
い場合、第５図（ロ）に点線で示すように、高周波電源
出力電流ｈの負の半サイクルには偏励磁電流Δｈが重畳
する．この場合は、平滑回路１８からは高周波電源装置
出力電流ｌ１に重畳する偏励磁電流Δｈに相当する負の
値の偏磁検出量１ｄが出力される．この平滑回路ｌ日の
出力（偏磁検出量） ｌｄは増幅器ｌ９に導びかれ、さ
らに増幅器１９の出力は一方では反転回路１５ｂを経由
して加算器１６ａに導びかれ、他方では直接、加算器１
６ｂに導びかれる．従って、パワートランジスタ３１ａ
．３ｌｂの通電期間ｈがパワートランジスタ３２ａ．３
２ｂの通電期間ｔ，より長い．場合は、加真器１６ｍの
出力は、通電制御回路１３ａに対しパワートランジスタ
３１ａ．３ｌｂの通電期間ｔ１が短くなる様に働き、加
算器１６ｂの出力は通電制御回路１３ｂに対し、パワー
トランジスタ３２ａ．３２ｂの通電期間ｔ８が長くなる
様に働く．他方、パワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの
通電期間ｈがパワートランジスタ３２ｍ，３２ｂの通電
期間ｔ８より短い場合は、加重器１６ａの出力は、通電
制御回路１３ａに対しパワートランジスタ３１ａ．３ｌ
ｂの通電期間ｈが長くなる樟に働き、加算器１６ｂの出
力は、通電制御回路１３ｂに対しパワートランジスタ３
２ａ．３２ｂの通電期間１ｍが短くなる様に働くので、
正．負いずれの側に偏励磁が生じても、その偏励磁が抑
制される方向にパワートランジスタ３１ａ，３ｌｂ．３
２ａ，３２ｂの通電期間が制御される． 第１図において、加算器１６ａのみを動作させてパワー
トランジスタ３１ａ．３ｌｂを制御し、加算器１６ｂの
加算動作を無効として誤差増幅器ｌ２の出力を直接、通
電制御回路１３ｂに与えてパワートランジスタ３２ａ．
３２ｂを制御しても偏ｌｌｌＴｌ１抑制が可能である．
同様に加算器１６ｂのみを動作させてパワートランジス
タ３２ａ，３２ｂを制御し、加算器１６ａの加算動作を
無効として誤差増幅器ｌ２の出力を直接、通電制御回路
１３ｍに与えてパワートランジスタ３１ａ．３ｌｂを制
御しても偏励磁抑制が可能である．〔発明の効果〕 本発明によれば、直流電源（２など）を繰返し開閉して
可変パルス幅の高周波出力電圧（ｖ＋など）を得るスイ
ッチング素子（３１ａ，３ｌｂ，３２ａ．３２ｂ ）を
備え、前記高周波出力電圧を変圧器（８など）を介し変
圧して、溶接電流（ｉなど）を供給する溶接機用高周波
電源装置（１など）において、前記高周波出力電圧が正
の期間の前記直流電源の正の出力電流の平均値と前記高
周波出力電圧が負の期間の前記直流電源の正の出力電流
の平均値が等しくなる欅に、前記高周波出力電圧の正，
負いずれか、もしくは両方の電圧パルス幅を制御する事
としたので、制御の過程に生じるスイッチング素子の通
電期間の僅かな誤差の積算などによって溶接機用変圧器
に偏励磁が起こっても、これを抑制することができる．
して溶接電流を供給する溶接機用高周波電源装Ｉの制御
方法に関するもので、 特に溶接機用変圧器の偏励磁を抑制するようにした高周
波電源装置の制御方法に関する．なお以下各図において
同一の符号は同一 もしくは相当部分を示す． 〔従来の技術〕 この種の従来技術としては、 特開昭６０− ２ ２ ３ ６ ５ ９号公報、ならび
に本出願人の先願になる、 特開平１−１１７６６５号公報、 特願平１−１２ １０６０号、 等がある． 第２図は溶接機とこの溶接機に電流を供給する本発明お
よび従来の高周波電源装置の基本回路横戒を示す図であ
る． 同図において、１は高周波電源装置であり、この装置１
は商用周波数電源を整流するなどして得られる直流電源
２、この直流電源２を入力としインバータ動作をするブ
リッジ接続されたパワートランジスタなどのスイッチン
グ素子３１ ａ ＋ ３ｌ ｂ ＋ ３ ２ ａ ＋３
２ｂおよびこれらのパワートランジスタに逆並列に接続
されたダイオード４１ａ．４ｌｂ．４２ａ，４２ｂ ｓ
前記直流電源２の出力電流ｌ．を検出する電流検出器５
、この電流検出器５からの出力信号５Ａを入力とする制
御回路６などで構威される． ７は溶接機で、前記高周波電源装置１の出力電流ｈを入
力とする変圧器８．この変圧器８の二次巻線の両端に接
続され全波整流回路を形威するダイオード４３ａ，４３
ｂなどで溝戒され、前記ダイオード４３ａ．４３ｂによ
る直流出力と前記変圧器８の中性点との間に溶接回路が
形威される． 上述のような構成において、高周波電源装置ｌは直流電
源２からの直流入力をパワートランジスタ３１ａ．３ｌ
ｂ．３２ａ．３２ｂによって高周波出力電圧ν，に変換
し、これを溶接機７に供給する．高周波出力電圧Ｖ，の
制御は電流検出器５からの出力信号５＾を入力とする制
御回路６によって行われる．第３図は従来の高周波電源
装置における制御回路６の構或例を示すブロック図であ
る．直流電源２の出力電流ｌ．は電流検出器５で検出さ
れ、その出力信号５＾は絶対値回路ｌＧにて整流される
．誤差増幅器ｌ２は電流設定器１ｌと絶対値回路１０の
出力誤差を増幅する．通電制御回路１３は誤差増幅器１
２からの増幅信号を受けてパワートランジスタ３１ａ．
３ｌｂ，３２ａ．３２ｂの通電期間を制御して高周波電
源装置１の出力電圧Ｖｌを制御する．つまり、パワート
ランジスタ３１ａ，３ｌｂと３２ａ．３２ｂとは常に同
じ通電期間になるように制御される． 第４図（イ）は高周波電源装置１の出力電圧Ｖ，の波形
を示す．一定周期Ｔ中のパワートランジスタ３１ａ．３
ｌｂの通電期間ｔ１とパワートランジスタ３２ａ，３２
ｂの通電期間ｉとは上述のように同一になるように制御
されている．同図（ロ）の実線で示した波形はこのとき
の高周波出力電圧１１の波形を示し、溶接機のアーム９
などのインダクタンスの影響を受けて各半サイクルごと
に右上りの電流波形となっている．同図（ハ）の実線で
示した波形はこのときの直流電源２の出力電流ｉ．の波
形である． 〔発明が解決しようとする５題〕 従来の高周波電源装置においては、上述の如く溶接電流
ｉｔはパワートランジスタ３１ａ．３ｌｂ，３２ａ．３
２ｂの通電を変化させて制御されるが、実際にはパワー
トランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間ｔｌとパワート
ランジスタ３２ａ，３２ｂの通電期間１．との間には僅
かな誤差が生じる．この誤差は、スイッチング素子のタ
ーンオフタイム等に比べて小さく、また、出力電流等に
より変化するためこの誤差を零にすることは困難である
． ところが、溶接機電流の通電時間が長くなる、つまり出
力パルス数が増えると、この誤差が積算されて変圧器８
が偏励磁される． 第５図はこのような偏励磁が発生したときの高周波電源
装置の出力電流ｌ１の波形例を示し、同図（イ）はパワ
ートランジスタ３１ａ，３ｌｂの通電期間１１がパワー
トランジスタ３２ａ ． ３２ｂの通電期間ｔ，より長
い場合の、同図（ロ）はパワートランジスタ３２ａ．３
２ｂの通電期間ｔｇがパワートランジスタ３１ａ．３ｌ
ｂの通電期間ｔ，より長い場合の波形例をそれぞれ示す
．即ち偏励磁のために第５図（イ）（ロ）に点線で示す
ように高周波電源装置の出力電流ｌ１が過電流になった
り、熔接電流ｉ．が低下するなどの問題を生じる．同図
において点線で示すΔ１１は高周波電源装置出力電流ｈ
中の偏励磁電流分を示す． そこで本発明は、制御の過程に生じる僅かな誤差の積算
などによって溶接機用変圧器に偏励磁が起こっても、こ
れを抑制することのできるような溶接機用高周波電源装
置の制御方法を提供することを課題とする． （ＩＩＩを解決するための手段〕 前記の課題を解決するために本発明の方法は、ｒ直流電
源（２など）を繰返し開閉して可変パルス幅の高周波出
力電圧（νＩ）を得るスイッチング素子（パワートラン
ジスタ３１ａ，３ｌｂ，３２ａ．３２ｂなど）を備え、
前記高周波出力電圧を変圧器（８など）を介し変圧して
、溶接電流（ｈなど）を供給する溶接機用高周波電源装
置（１など）において、前記直流電源の出力電流０●）
を（電流検出器５などで）検出し、前記高周波出力電圧
が正の期間（ｂなど）の前記直流電源の正の出力電流（
半導体スイッチ１７ａの出力）の平均値と、前記高周波
出力電圧が負の期間の前記直流電源の正の出力電流（半
導体スイッチ１７ｂの出力）の平均値が等しくなるよう
に（前記２つの平均値の差を平滑回路１８などを介して
求めたうえ、この差としての偏磁検出量１ｄを一方では
反転回路１５ｂを介して加算器１６ａに、他方では直接
加算器１６ｂに与えることなどにより）、前記高周波出
力電圧の正，負いずれか、もしくは両方の電圧パルス幅
（スイッチング素子３１ａ． ３ｌｂ． ３２ａ． ３
２ｂなどの通電期間）を制御するｊものとする． 〔作用〕 溶接機用変圧器の偏磁量を直流電源から高周波電源装置
へ供給される電流（直流電源出力電流）の正の成分中に
おける高周波出力電圧の正の半波分と負の半波分の差の
平均値（偏磁検出量ｌｄ）として検出し、この差を０と
するようにスイッチング素子の通電期間（高周波出力電
圧のパルス幅）を制御するわけである． 〔実施例〕 以下第１図．第２図ならびに第４図，第５図を用いて本
発明の実施例を説明する．第１図は本発明の一実施例と
しての制御回路の構威を示すブロック図で、第３図に対
応するものである．また第４図は、第２図のほか第１図
の各部分の波形図を示している． 第２図で述べたように直流電源２の出力電流ｌ．は電流
検出器５で検出されるが、この検出出力信号５Ａは本発
明では第１図の制御回路６に入力される．
一 次に第１図において、前記検出出力信号５Ａは絶対値回
路ｌＯと半波整流回路１４へ導びかれる．絶対値回路ｌ
Ｏは電流検出器出力５Ａを整流する．誤差増幅器１２は
電流設定器１１と絶対値回路ｌＯとの出力誤差を増幅す
る．通電制御回路１３ａは、誤差増幅器１２の出力と反
転回路１５ｂの出力とを加算する加算器１ｉの出力信号
を受けてパワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間
を制御し、通電制御回路１３ｂは、誤差増幅器ｌ２の出
力と増幅器ｌ９の出力とを加算する加纂器１６ｂの出力
信号を受けてパワートランジスタ３２ａ，３２ｂの通電
期間を制御して、高周波電源装置出力電流ｈを制御する
． パワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間ｈがパワ
ートランジスタ３２ａ，３２ｂの通電期間ｔ３より大き
い場合、第４図（ロ）に点線で示すように、高周波電源
装置出力電流ｈの正の半サイクルには偏励磁電流Δｈが
重畳し、電流検出器出力５Ａにも同図（ハ）の点線で示
すように偏励磁電流Δｌ●が重畳する．半波整流回路１
４は同図（ニ）に示すように電流検出器出力５Ａを半波
整流する．半波整流回路１４の出力ｈは、一方では直接
半導体スイッチ１７ａへ導びかれ、他方では、反転回路
１５ｍを経由して半導体スイッチ１７ｂへ導びかれる．
半導体スイッチ１７ａはパワートランジスタ３１ａ，３
ｌｂが通電期間中ＱＮＬ、半導体スイッチ１７ｂは、パ
ワートランジスタ３２ａ，３２ｂが通電期間中ＯＮする
．半導体スイッチ１７ａ． １７ｂの出力は加算器１６
ｃにより加算され、第４図（ホ）のｌ，の波形となる．
この加纂器１６ｃの出力ｌ４波形には、高周波電源装置
ｌの出力電流ｈに重畳される偏励磁電流Δｈ相当のΔｈ
が重畳する．従って、加算器１６ｃの出力ｌ．を入力す
る平滑回路１８からは、高周波電源装置出力電流ｈに重
畳する偏励磁電流Δｈに相当する正の値の偏磁検出量ｌ
ｄが出力される． パワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの通電期間１，がパ
ワートランジスタ３２ａ．３２ｂの通電期間ｔ８より短
い場合、第５図（ロ）に点線で示すように、高周波電源
出力電流ｈの負の半サイクルには偏励磁電流Δｈが重畳
する．この場合は、平滑回路１８からは高周波電源装置
出力電流ｌ１に重畳する偏励磁電流Δｈに相当する負の
値の偏磁検出量１ｄが出力される．この平滑回路ｌ日の
出力（偏磁検出量） ｌｄは増幅器ｌ９に導びかれ、さ
らに増幅器１９の出力は一方では反転回路１５ｂを経由
して加算器１６ａに導びかれ、他方では直接、加算器１
６ｂに導びかれる．従って、パワートランジスタ３１ａ
．３ｌｂの通電期間ｈがパワートランジスタ３２ａ．３
２ｂの通電期間ｔ，より長い．場合は、加真器１６ｍの
出力は、通電制御回路１３ａに対しパワートランジスタ
３１ａ．３ｌｂの通電期間ｔ１が短くなる様に働き、加
算器１６ｂの出力は通電制御回路１３ｂに対し、パワー
トランジスタ３２ａ．３２ｂの通電期間ｔ８が長くなる
様に働く．他方、パワートランジスタ３１ａ．３ｌｂの
通電期間ｈがパワートランジスタ３２ｍ，３２ｂの通電
期間ｔ８より短い場合は、加重器１６ａの出力は、通電
制御回路１３ａに対しパワートランジスタ３１ａ．３ｌ
ｂの通電期間ｈが長くなる樟に働き、加算器１６ｂの出
力は、通電制御回路１３ｂに対しパワートランジスタ３
２ａ．３２ｂの通電期間１ｍが短くなる様に働くので、
正．負いずれの側に偏励磁が生じても、その偏励磁が抑
制される方向にパワートランジスタ３１ａ，３ｌｂ．３
２ａ，３２ｂの通電期間が制御される． 第１図において、加算器１６ａのみを動作させてパワー
トランジスタ３１ａ．３ｌｂを制御し、加算器１６ｂの
加算動作を無効として誤差増幅器ｌ２の出力を直接、通
電制御回路１３ｂに与えてパワートランジスタ３２ａ．
３２ｂを制御しても偏ｌｌｌＴｌ１抑制が可能である．
同様に加算器１６ｂのみを動作させてパワートランジス
タ３２ａ，３２ｂを制御し、加算器１６ａの加算動作を
無効として誤差増幅器ｌ２の出力を直接、通電制御回路
１３ｍに与えてパワートランジスタ３１ａ．３ｌｂを制
御しても偏励磁抑制が可能である．〔発明の効果〕 本発明によれば、直流電源（２など）を繰返し開閉して
可変パルス幅の高周波出力電圧（ｖ＋など）を得るスイ
ッチング素子（３１ａ，３ｌｂ，３２ａ．３２ｂ ）を
備え、前記高周波出力電圧を変圧器（８など）を介し変
圧して、溶接電流（ｉなど）を供給する溶接機用高周波
電源装置（１など）において、前記高周波出力電圧が正
の期間の前記直流電源の正の出力電流の平均値と前記高
周波出力電圧が負の期間の前記直流電源の正の出力電流
の平均値が等しくなる欅に、前記高周波出力電圧の正，
負いずれか、もしくは両方の電圧パルス幅を制御する事
としたので、制御の過程に生じるスイッチング素子の通
電期間の僅かな誤差の積算などによって溶接機用変圧器
に偏励磁が起こっても、これを抑制することができる．
第１図は本発明の一実施例としての制御回路の構或を示
すブロック図、 第２図は、溶接機とこの溶接機に電圧を供給する高周波
電源装置の碁本回路ｆ＃１ｍを示すブロック回路図、 第３図は、第１図に対応する従来制御回路の構威例を示
すブロック図、 第４図は、第１図及び第２図の各部の波形を示す図、 第５図は変圧器に偏励磁が起こったときの高周波出力電
流の波形説明図である． ｌ！高周波電源装置、２！直流電源、３１ｍ．３ｌｂ．
３２ａ．３２ｂ ：パワートランジスタ、５：電流検
出器、６：制御回路、７：溶接機、８：変圧器、１０：
絶対値回路、ｌｌ：電流設定器、１２：誤差増幅器、１
３ａ．１３ｂ：通電制御回路、１４：半波整流回路、１
５ａ．ｌ５ｂ：反転回路、１６ａ〜１６Ｃ：加算器、１
７ｍ，１７ｂ ：半導体スイッチ、１８：平滑回路、ｉ
ｄ＋偏磁検出量．Ｌ 高２１￥１ 品３ｌ！１ ヌ ４ の
すブロック図、 第２図は、溶接機とこの溶接機に電圧を供給する高周波
電源装置の碁本回路ｆ＃１ｍを示すブロック回路図、 第３図は、第１図に対応する従来制御回路の構威例を示
すブロック図、 第４図は、第１図及び第２図の各部の波形を示す図、 第５図は変圧器に偏励磁が起こったときの高周波出力電
流の波形説明図である． ｌ！高周波電源装置、２！直流電源、３１ｍ．３ｌｂ．
３２ａ．３２ｂ ：パワートランジスタ、５：電流検
出器、６：制御回路、７：溶接機、８：変圧器、１０：
絶対値回路、ｌｌ：電流設定器、１２：誤差増幅器、１
３ａ．１３ｂ：通電制御回路、１４：半波整流回路、１
５ａ．ｌ５ｂ：反転回路、１６ａ〜１６Ｃ：加算器、１
７ｍ，１７ｂ ：半導体スイッチ、１８：平滑回路、ｉ
ｄ＋偏磁検出量．Ｌ 高２１￥１ 品３ｌ！１ ヌ ４ の
Claims (1)
- １）直流電源を繰返し開閉して可変パルス幅の高周波出
力電圧を得るスイッチング素子を備え、前記高周波出力
電圧を変圧器を介し変圧して、溶接電流を供給する溶接
機用高周波電源装置において、前記直流電源の出力電流
を検出し、前記高周波出力電圧が正の期間の前記直流電
源の正の出力電流の平均値と、前記高周波出力電圧が負
の期間の前記直流電源の正の出力電流の平均値が等しく
なるように、前記高周波出力電圧の正、負いずれか、も
しくは両方の電圧パルス幅を制御することを特徴とする
溶接機用高周波電源装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24369189A JPH03106568A (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 溶接機用高周波電源装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24369189A JPH03106568A (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 溶接機用高周波電源装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03106568A true JPH03106568A (ja) | 1991-05-07 |
Family
ID=17107554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24369189A Pending JPH03106568A (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 溶接機用高周波電源装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03106568A (ja) |
-
1989
- 1989-09-20 JP JP24369189A patent/JPH03106568A/ja active Pending
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