JPH0318768B2 - - Google Patents
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- JPH0318768B2 JPH0318768B2 JP22791982A JP22791982A JPH0318768B2 JP H0318768 B2 JPH0318768 B2 JP H0318768B2 JP 22791982 A JP22791982 A JP 22791982A JP 22791982 A JP22791982 A JP 22791982A JP H0318768 B2 JPH0318768 B2 JP H0318768B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、中心周波数に対し非対称の周波数応
答特性を得るための電極パターンの改良に関す
る。
答特性を得るための電極パターンの改良に関す
る。
従来、単一のインターデイジタルトランスジユ
ーサーで非対称の周波数応答特性を得る方法の１
つとしては、隣接する電極フインガーの中心間の
距離（以下電極ピツチという）および電極の交差
幅を弾性表面波伝播方向に沿つて変化させる手法
が知られている。いわゆる可変ピツチ形インター
デイジタル電極で、次に述べるようなものであ
る。すなわち、周波数応答特性をフーリエ逆変換
すると、例えば、第１図に示すようなインパルス
応答が得られる。このインパルス応答は、周波数
応答特性が非対称であるため、フーリエ逆変換の
結果虚数部を含み、虚数部が零となる各ピーク点
間の時間間隔が不均一となる。そして、得られた
インパルス応答に対応させてインターデイジタル
電極を形成すれば、この電極で所期の周波数応答
特性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接す
る電極フインガー間の交差幅（表面波励受振領
域）を、インパルス応答における各ピーク点（矢
印で示す）の大きさに比例させ、かつ電極ピツチ
を、インパルス応答におけるピーク点間の時間に
比例させて行えばよい。ところが、ピーク点間の
時間が不均一であるから、インターデイジタル電
極の電極ピツチも不均一となり、この結果インタ
ーデイジタル電極は可変ピツチ形となる。
ーサーで非対称の周波数応答特性を得る方法の１
つとしては、隣接する電極フインガーの中心間の
距離（以下電極ピツチという）および電極の交差
幅を弾性表面波伝播方向に沿つて変化させる手法
が知られている。いわゆる可変ピツチ形インター
デイジタル電極で、次に述べるようなものであ
る。すなわち、周波数応答特性をフーリエ逆変換
すると、例えば、第１図に示すようなインパルス
応答が得られる。このインパルス応答は、周波数
応答特性が非対称であるため、フーリエ逆変換の
結果虚数部を含み、虚数部が零となる各ピーク点
間の時間間隔が不均一となる。そして、得られた
インパルス応答に対応させてインターデイジタル
電極を形成すれば、この電極で所期の周波数応答
特性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接す
る電極フインガー間の交差幅（表面波励受振領
域）を、インパルス応答における各ピーク点（矢
印で示す）の大きさに比例させ、かつ電極ピツチ
を、インパルス応答におけるピーク点間の時間に
比例させて行えばよい。ところが、ピーク点間の
時間が不均一であるから、インターデイジタル電
極の電極ピツチも不均一となり、この結果インタ
ーデイジタル電極は可変ピツチ形となる。
上述した従来の手法は、所期の特性を満足でき
るが、電極が不等ピツチであるため、電極パター
ンの設計が困難な上に、太い電極と細い電極が出
来るため高周波用に設計すると電極が短絡しやす
いという欠点を有している。
るが、電極が不等ピツチであるため、電極パター
ンの設計が困難な上に、太い電極と細い電極が出
来るため高周波用に設計すると電極が短絡しやす
いという欠点を有している。
上述の問題点を解決するため等ピツチのインタ
ーデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を得
ようとする試みがなされ、後述する奇−偶関数法
ならびにミラー法又はリフレクシヨン法という手
法が提案されている。
ーデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を得
ようとする試みがなされ、後述する奇−偶関数法
ならびにミラー法又はリフレクシヨン法という手
法が提案されている。
前者の奇−偶関数法は、所望周波数応答特性を
リニア表示したものをH1（ω）とすると、H1（ω
−ω0）＝H2（ω0−ω）なるH2（ω）を想定する手
法である。H1（ω）とH2（ω）との関係は第２図
のようになる。ここで偶成分をHR（ω）、奇成分
をHI（ω）とし、HR（ω）とHI（ω）を次のよう
に定義すると、それらの関数は第３図のようにな
る。
リニア表示したものをH1（ω）とすると、H1（ω
−ω0）＝H2（ω0−ω）なるH2（ω）を想定する手
法である。H1（ω）とH2（ω）との関係は第２図
のようになる。ここで偶成分をHR（ω）、奇成分
をHI（ω）とし、HR（ω）とHI（ω）を次のよう
に定義すると、それらの関数は第３図のようにな
る。
HR（ω）＝H1（ω）＋H2（ω）／２ (1)
HI（ω）＝H2（ω）−H1（ω）／2j (2)
また、H1（ω）は、式(1)、(2)より
H1（ω）＝HR（ω）−jHI（ω） (3)
となる。
そして、インパルス応答は、式(3)をフーリエ変
換したもので、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ）＝∫HR（ω）ej(2〓ft+
〓)df＋∫−jHI（ω）ej(2〓ft+〓)df(4) となる。
換したもので、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ）＝∫HR（ω）ej(2〓ft+
〓)df＋∫−jHI（ω）ej(2〓ft+〓)df(4) となる。
式(4)のhR（ｔ）と−jhI（ｔ）で示すインパルス
応答はｔ＝１／2f0で求めるとそれぞれ第４図の実線 と破線のようになる。同図のふたつのインパルス
応答曲線はいずれもピーク点間の時間が１／2f0（波 長で表示するとλ0／２）で均一であり、かつ両曲
線のピーク点が互いに相手側のピーク点間の真中
に位置する。実線のインパルス応答に対応するイ
ンターデイジタル電極が偶成分を構成し、破線の
インパルス応答が奇成分を構成する。第４図のふ
たつのインパルス応答に基いてインターデイジタ
ル電極を２段に分けて構成し、電気的に並列接続
したのが第６図の電極パターンで、これは、中
村、清水による「弾性表面波フイルタの一設計
法」（1972年９月28日発行、東北大学電気通信研
究所第172回音響工学研究会資料）に開示されて
いる。第６図において、一方のインターデイジタ
ル電極１が伝播方向と直角方向に配置された２つ
のインターデイジタル電極２，３で構成され、電
極３が偶成分を、電極２が奇成分を励受振するよ
うに構成され（この逆でもよい）、２つの電極２，
３の伝播路をカバーするように他方のインターデ
イジタル電極４が形成されている。
応答はｔ＝１／2f0で求めるとそれぞれ第４図の実線 と破線のようになる。同図のふたつのインパルス
応答曲線はいずれもピーク点間の時間が１／2f0（波 長で表示するとλ0／２）で均一であり、かつ両曲
線のピーク点が互いに相手側のピーク点間の真中
に位置する。実線のインパルス応答に対応するイ
ンターデイジタル電極が偶成分を構成し、破線の
インパルス応答が奇成分を構成する。第４図のふ
たつのインパルス応答に基いてインターデイジタ
ル電極を２段に分けて構成し、電気的に並列接続
したのが第６図の電極パターンで、これは、中
村、清水による「弾性表面波フイルタの一設計
法」（1972年９月28日発行、東北大学電気通信研
究所第172回音響工学研究会資料）に開示されて
いる。第６図において、一方のインターデイジタ
ル電極１が伝播方向と直角方向に配置された２つ
のインターデイジタル電極２，３で構成され、電
極３が偶成分を、電極２が奇成分を励受振するよ
うに構成され（この逆でもよい）、２つの電極２，
３の伝播路をカバーするように他方のインターデ
イジタル電極４が形成されている。
しかし、上記第６図の電極１では、等ピツチで
非対称の周波数応答特性を実現できるが、インタ
ーデイジタル電極を伝播方向と直角方向に２個配
置するので、表面波の励受振領域が広がり、表面
波基板が広くなるという欠点がある。また、表面
波の励受振強度の大きい中心部分が両側に分か
れ、また電極の中央部が共通電極となるので、電
極パターンとして好ましいものではない。
非対称の周波数応答特性を実現できるが、インタ
ーデイジタル電極を伝播方向と直角方向に２個配
置するので、表面波の励受振領域が広がり、表面
波基板が広くなるという欠点がある。また、表面
波の励受振強度の大きい中心部分が両側に分か
れ、また電極の中央部が共通電極となるので、電
極パターンとして好ましいものではない。
上述の問題点を除去して１つの等ピツチのイン
ターデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を
実現するため、第４図の２つのインパルス応答を
第５図のように合成し、この合成したインパルス
応答に基いて第７図ａ，ｂのように電極パターン
を構成することができる。同図において、一方の
インターデイジタル電極５が、1/8λ0の電極幅を
もつ主電極フインガー６，７，８，９を1/4λの
電極ピツチで配置し、隣接する２個の主電極フイ
ンガー６および７，８および９ずつ異電位の共通
部で接続しかつ２個の主電極フインガーの長さを
異ならせ、しかも、各主電極フインガー６，７，
８，９の遊端と対峙し、かつ異電位の共通部に接
続される1/8λ0の幅をもつ補助電極フインガー１
０，１１，１２，１３を1/4λ0の電極ピツチで配
置して形成される。このインターデイジタル電極
によれば、隣接する異電位の主電極フインガー
７，８が交さする領域（右上り斜線領域）で偶成
分が励受振され、隣接する主電極フインガー６，
９と補助電極フインガー１１，１２が交さする領
域（右下り斜線領域）で奇成分が上記偶成分とは
λ／４の距離ずれて励受振される。このようなイ
ンターデイジタル電極を用いると、表面波伝播方
向と直角方向の電極幅を狭くでき、表面波基板を
小さくできるが、電極フインガー６および８、７
および９で交差する領為（クロス斜線）でも表面
波が励受振されるので、周波数応答特性に誤差が
生じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは
非常に煩わしいものである。また、主電極フイン
ガー６，８間や７，９間の励受振による影響を無
視できる程度に小さくするため、それらの間に位
置する電極フインガー７および１１、８および１
２のフインガー先端を接近させてクロス斜線の領
域を小さくすると、パターン形成時に両フインガ
ー７および１１、８および１２が先端で短絡して
しまう危険性が生ずる。
ターデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を
実現するため、第４図の２つのインパルス応答を
第５図のように合成し、この合成したインパルス
応答に基いて第７図ａ，ｂのように電極パターン
を構成することができる。同図において、一方の
インターデイジタル電極５が、1/8λ0の電極幅を
もつ主電極フインガー６，７，８，９を1/4λの
電極ピツチで配置し、隣接する２個の主電極フイ
ンガー６および７，８および９ずつ異電位の共通
部で接続しかつ２個の主電極フインガーの長さを
異ならせ、しかも、各主電極フインガー６，７，
８，９の遊端と対峙し、かつ異電位の共通部に接
続される1/8λ0の幅をもつ補助電極フインガー１
０，１１，１２，１３を1/4λ0の電極ピツチで配
置して形成される。このインターデイジタル電極
によれば、隣接する異電位の主電極フインガー
７，８が交さする領域（右上り斜線領域）で偶成
分が励受振され、隣接する主電極フインガー６，
９と補助電極フインガー１１，１２が交さする領
域（右下り斜線領域）で奇成分が上記偶成分とは
λ／４の距離ずれて励受振される。このようなイ
ンターデイジタル電極を用いると、表面波伝播方
向と直角方向の電極幅を狭くでき、表面波基板を
小さくできるが、電極フインガー６および８、７
および９で交差する領為（クロス斜線）でも表面
波が励受振されるので、周波数応答特性に誤差が
生じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは
非常に煩わしいものである。また、主電極フイン
ガー６，８間や７，９間の励受振による影響を無
視できる程度に小さくするため、それらの間に位
置する電極フインガー７および１１、８および１
２のフインガー先端を接近させてクロス斜線の領
域を小さくすると、パターン形成時に両フインガ
ー７および１１、８および１２が先端で短絡して
しまう危険性が生ずる。
後者のリフレクシヨン法あるいはミラー法は、
所定の周波数特性の中心周波数をf0とすると、
2f0に対して線対称となる中心周波数が3f0の虚像
を想定する手法であり、得られるインパルス応答
は上述の奇−偶関数法の場合と同様となり、電極
パターンも第６図および第７図ａ，ｂのものと同
じように決定し、上述したと同様の問題点を有し
ている。
所定の周波数特性の中心周波数をf0とすると、
2f0に対して線対称となる中心周波数が3f0の虚像
を想定する手法であり、得られるインパルス応答
は上述の奇−偶関数法の場合と同様となり、電極
パターンも第６図および第７図ａ，ｂのものと同
じように決定し、上述したと同様の問題点を有し
ている。
本発明者は、上述した従来技術の欠点を除去し
た弾性表面波フイルタを特願昭57−104391号とし
て先に出願している。この内容は、偶成分を構成
するインターデイジタル電極の包絡線に沿つて共
通電極を設け、この共通電極の片側あるいは両側
に奇成分をもつインターデイジタル電極を構成す
るようにしたものである。
た弾性表面波フイルタを特願昭57−104391号とし
て先に出願している。この内容は、偶成分を構成
するインターデイジタル電極の包絡線に沿つて共
通電極を設け、この共通電極の片側あるいは両側
に奇成分をもつインターデイジタル電極を構成す
るようにしたものである。
本発明は、上記先願をさらに改良したもので、
先願で得られる効果に加えて、基板寸法の縮小な
らびに回折損の抑制を達成できるようにしたもの
である。
先願で得られる効果に加えて、基板寸法の縮小な
らびに回折損の抑制を達成できるようにしたもの
である。
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳述
する。
する。
第８図において、LiNbO3、PZT、ガラス基板
上のZnO膜などからなる表面波基板２０上に、入
出力側インターデイジタル電極２１，２２が所定
距離隔てて形成されている。一方のインターデイ
ジタル電極２１は、第１および第２のインターデ
イジタル電極２３，２４で構成されている。第１
の電極２３は、第４図の偶成分を規定するインパ
ルス応答（実線）に基いて通常の方法で交差幅重
付けが施され、２つの共通電極部２３ａ，２３ｂ
のうち一方２３ｂが重付けの包路線にほぼ沿うよ
うに形成されている。第２の電極２４は、第４図
の奇成分を規定するインターデイジタル電極であ
るが、第１の電極２３の最大交さ幅となる振源２
３Ｃ近傍に位置する振源が零となるように予め設
定したうえで、第１電極部２３の共通電極部２３
ｂの外側すなわち偶成分の非交さ領域であつて他
方側電極２２の伝播路上に形成されている。この
電極２４は、第１電極２３の共通電極部２３ｂ
と、第１の電極２３の最大交さ幅の振源２３Ｃに
接近して形成された別個の共通電極部２４ａとか
ら電極指を突出させて構成されている。第２電極
２４の共通電極部２４ａと第１電極２３の共通電
極部２３ａとは、シールド電極２５によつて結合
されている。端子電極２６，２７，２８，２９が
たとえば基板２０の各隅に形成され、それぞれの
所定の共通電極部に接続されている。この実施例
では、第１電極２３の最大交さ幅の振源２３Ｃの
外側には他の振源が配置されず、その分だけ基板
の幅寸法を小さくすることができる。
上のZnO膜などからなる表面波基板２０上に、入
出力側インターデイジタル電極２１，２２が所定
距離隔てて形成されている。一方のインターデイ
ジタル電極２１は、第１および第２のインターデ
イジタル電極２３，２４で構成されている。第１
の電極２３は、第４図の偶成分を規定するインパ
ルス応答（実線）に基いて通常の方法で交差幅重
付けが施され、２つの共通電極部２３ａ，２３ｂ
のうち一方２３ｂが重付けの包路線にほぼ沿うよ
うに形成されている。第２の電極２４は、第４図
の奇成分を規定するインターデイジタル電極であ
るが、第１の電極２３の最大交さ幅となる振源２
３Ｃ近傍に位置する振源が零となるように予め設
定したうえで、第１電極部２３の共通電極部２３
ｂの外側すなわち偶成分の非交さ領域であつて他
方側電極２２の伝播路上に形成されている。この
電極２４は、第１電極２３の共通電極部２３ｂ
と、第１の電極２３の最大交さ幅の振源２３Ｃに
接近して形成された別個の共通電極部２４ａとか
ら電極指を突出させて構成されている。第２電極
２４の共通電極部２４ａと第１電極２３の共通電
極部２３ａとは、シールド電極２５によつて結合
されている。端子電極２６，２７，２８，２９が
たとえば基板２０の各隅に形成され、それぞれの
所定の共通電極部に接続されている。この実施例
では、第１電極２３の最大交さ幅の振源２３Ｃの
外側には他の振源が配置されず、その分だけ基板
の幅寸法を小さくすることができる。
次に、第２電極２４における第１電極２３の最
大交さ幅の振源２３Ｃ近傍に位置する振源を零に
する方法について簡単に述べる。
大交さ幅の振源２３Ｃ近傍に位置する振源を零に
する方法について簡単に述べる。
前述したように、所望の周波数特性を式(3)であ
らわすと、そのインパルス応答は、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ）＝∫HR（ω）ej(2〓ft+
〓)df＋∫−jHI（ω）ej(2〓ft+〓)df(4) となり、第１２図に示すような特性となる。第１
２図は説明の便宜上第１，４，５図とは必ずしも
一致させていない。リフレクシヨン法などの手法
によれば、第１２図においてｔ＝１／4f0の時間間隔 でデータをサンプリングし（実線矢印）、偶数番
目に相当するデータに基いて偶成分のインターデ
イジタル電極２３を構成し、奇数番目に相当する
データに基いて奇成分のインターデイジタル電極
２４を構成している。奇−偶関数法についても同
じ電極構成となる。しかし、本実施例では、サン
プリングの時間間隔をわずかに変えることによ
り、偶成分や奇成分を変え、例えば偶成分の最大
値近傍での奇成分の振源を大きくする。すなわ
ち、t′＝１／４（f0＋Δf）の時間間隔でサンプリング すると第１２図の破線のように奇成分の振源が小
さくなつていく。さらに、励振強度の最大値を相
対尺度で１とすると、例えば0.02以下の振源を強
制的に零に設定する。もちろん、強制的に振源を
零にした場合には他の振源で補正しておく。この
ように構成することにより、従来の電極パターン
から第８図の電極構成となり、これが上述した一
実施例である。
らわすと、そのインパルス応答は、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ）＝∫HR（ω）ej(2〓ft+
〓)df＋∫−jHI（ω）ej(2〓ft+〓)df(4) となり、第１２図に示すような特性となる。第１
２図は説明の便宜上第１，４，５図とは必ずしも
一致させていない。リフレクシヨン法などの手法
によれば、第１２図においてｔ＝１／4f0の時間間隔 でデータをサンプリングし（実線矢印）、偶数番
目に相当するデータに基いて偶成分のインターデ
イジタル電極２３を構成し、奇数番目に相当する
データに基いて奇成分のインターデイジタル電極
２４を構成している。奇−偶関数法についても同
じ電極構成となる。しかし、本実施例では、サン
プリングの時間間隔をわずかに変えることによ
り、偶成分や奇成分を変え、例えば偶成分の最大
値近傍での奇成分の振源を大きくする。すなわ
ち、t′＝１／４（f0＋Δf）の時間間隔でサンプリング すると第１２図の破線のように奇成分の振源が小
さくなつていく。さらに、励振強度の最大値を相
対尺度で１とすると、例えば0.02以下の振源を強
制的に零に設定する。もちろん、強制的に振源を
零にした場合には他の振源で補正しておく。この
ように構成することにより、従来の電極パターン
から第８図の電極構成となり、これが上述した一
実施例である。
この実施例をさらに進めて、第２の電極２４の
各振源を、表面波伝播方向と直交する電極指方向
において励振強度の最大となる位置例えば中央部
へ近付けて配置させることによつて、第９図の電
極構成が実現できる。このように配置することに
より、第１電極２３の最大交さ幅の振源２３Ｃの
外側には他の振源が配置されず、その分だけ基板
の幅寸法を小さくすることができる。しかも、第
２電極２４が元々励振強度の大きい中央部に集中
するので回折損などの影響がなくなる。他の構成
は第８図記載の実施例とほぼ同様であるから、そ
の説明を省略する。
各振源を、表面波伝播方向と直交する電極指方向
において励振強度の最大となる位置例えば中央部
へ近付けて配置させることによつて、第９図の電
極構成が実現できる。このように配置することに
より、第１電極２３の最大交さ幅の振源２３Ｃの
外側には他の振源が配置されず、その分だけ基板
の幅寸法を小さくすることができる。しかも、第
２電極２４が元々励振強度の大きい中央部に集中
するので回折損などの影響がなくなる。他の構成
は第８図記載の実施例とほぼ同様であるから、そ
の説明を省略する。
第１０図は他の実施例を示し、上記実施例との
相違点は、奇成分を構成する第２電極が第１電極
２３の両側に分けて形成されたことにある。すな
わち、第１電極２３のもう１つの共通電極部２３
ａも重付けの包絡線にほぼ沿うように湾曲させら
れ、第１電極２３の最大交差幅付近にのびる別の
共通電極部２４a′が設けられ、共通電極部２３ａ
と２４a′から電極指を突出させてインターデイジ
タル電極２４′が構成されている。共通電極部２
３ｂと共通電極部２４a′とが電極の外側を通して
接続されている。電極２４と電極２４′とで奇成
分を規定する第２電極が構成される。
相違点は、奇成分を構成する第２電極が第１電極
２３の両側に分けて形成されたことにある。すな
わち、第１電極２３のもう１つの共通電極部２３
ａも重付けの包絡線にほぼ沿うように湾曲させら
れ、第１電極２３の最大交差幅付近にのびる別の
共通電極部２４a′が設けられ、共通電極部２３ａ
と２４a′から電極指を突出させてインターデイジ
タル電極２４′が構成されている。共通電極部２
３ｂと共通電極部２４a′とが電極の外側を通して
接続されている。電極２４と電極２４′とで奇成
分を規定する第２電極が構成される。
上記各実施例では、シングル形の電極で非対称
の周波数特性を構成できるので、従来のバリアブ
ルピツチ法や第７図のミラー法（又はリフレクシ
ヨン法）と比較して、同じ電極幅ではるかに高い
周波数のフイルタが実現できる。
の周波数特性を構成できるので、従来のバリアブ
ルピツチ法や第７図のミラー法（又はリフレクシ
ヨン法）と比較して、同じ電極幅ではるかに高い
周波数のフイルタが実現できる。
第１１図はさらに他の実施例を示し、上記２つ
の実施例との相違点は、TTE除去の効果をもた
せるために、電極２３，２４をスプリツト電極形
に構成したことにある。この実施例によれば、ス
プリツト電極の対の電極指を同一長さで構成で
き、従来のミラー法（又はリフレクシヨン法）と
比較して計算誤差が少なくなる。
の実施例との相違点は、TTE除去の効果をもた
せるために、電極２３，２４をスプリツト電極形
に構成したことにある。この実施例によれば、ス
プリツト電極の対の電極指を同一長さで構成で
き、従来のミラー法（又はリフレクシヨン法）と
比較して計算誤差が少なくなる。
上記各実施例における電極は非常にシンプルな
包絡線をもつものを例示しているが、本発明はい
かなる包絡線をもつ電極であつても適用可能なも
のである。また、本明細書でいうところの偶成分
および奇成分は、奇−偶関数法における偶成分お
よび奇成分、リフレクシヨン法における対称成分
および非対称成分などを総称している。さらに、
位相が補正されて設計される場合には、交差幅の
最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合に
は偶関数の方で上述の手法をとればよい。
包絡線をもつものを例示しているが、本発明はい
かなる包絡線をもつ電極であつても適用可能なも
のである。また、本明細書でいうところの偶成分
および奇成分は、奇−偶関数法における偶成分お
よび奇成分、リフレクシヨン法における対称成分
および非対称成分などを総称している。さらに、
位相が補正されて設計される場合には、交差幅の
最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合に
は偶関数の方で上述の手法をとればよい。
以上説明したように、本発明によれば、ミラー
法と同程度又はそれ以下の基板寸法でもつて、所
望周波数特性が誤差なく確実に得られ、また設計
時の煩雑な計算も軽減され、しかもシングル電極
でもスプリツト電極でも構成でき、さらには回折
損の影響も極力小さくすることができる。
法と同程度又はそれ以下の基板寸法でもつて、所
望周波数特性が誤差なく確実に得られ、また設計
時の煩雑な計算も軽減され、しかもシングル電極
でもスプリツト電極でも構成でき、さらには回折
損の影響も極力小さくすることができる。
第１図は従来の可変ピツチ型電極におけるイン
パルス応答特性図、第２〜５図は従来例及び本発
明の説明に用いる図で、第２図はH1（ω）とH2
（ω）の周波数特性図、第３図はHR（ω）とjHI
（ω）の周波数特性図、第４図はHR（ω）とjHI
（ω）のインパルス応答特性図、第５図はHR（ω）
とjHI（ω）とを合成したインパルス応答特性図、
第６図は従来のフイルタを示す図、第７図ａは他
の従来フイルタを示す図、同図ｂは部分拡大図、
第８図、第９図、第１０図および第１１図はそれ
ぞれ本発明によるフイルタを示す図、第１２図は
本発明の説明に用いるインパルス応答特性図であ
る。
パルス応答特性図、第２〜５図は従来例及び本発
明の説明に用いる図で、第２図はH1（ω）とH2
（ω）の周波数特性図、第３図はHR（ω）とjHI
（ω）の周波数特性図、第４図はHR（ω）とjHI
（ω）のインパルス応答特性図、第５図はHR（ω）
とjHI（ω）とを合成したインパルス応答特性図、
第６図は従来のフイルタを示す図、第７図ａは他
の従来フイルタを示す図、同図ｂは部分拡大図、
第８図、第９図、第１０図および第１１図はそれ
ぞれ本発明によるフイルタを示す図、第１２図は
本発明の説明に用いるインパルス応答特性図であ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 中心周波数に対し非対称の周波数応答特性を
得るための、少なくとも入出力側電極を有する弾
性表面波フイルタであつて、 少なくとも一方の電極は、交さ幅重付けを施し
て周波数応答特性の偶成分（または奇成分）を規
定する第１のインターデイジタル電極と、主とし
て上記第１のインターデイジタル電極の非交さ領
域に配置される、交さ幅重付けを施して周波数応
答特性の奇成分（または偶成分）を規定する第２
のインターデイジタル電極とで構成され、 前記第２のインターデイジタル電極は、前記第
１のインターデイジタル電極の最大交さ幅となる
振源近傍に存する、少なくとも１個の振源が零と
なるように設定されたことを特徴とする弾性表面
波フイルタ。 ２ 前記第２のインターデイジタル電極の残りの
振源が、前記第１のインターデイジタル電極の表
面波伝播方向と直交する方向において励振強度の
最大となる位置へ近付けて配置された、特許請求
の範囲第１項記載の弾性表面波フイルタ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22791982A JPS59123305A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 弾性表面波フイルタ |
| US06/504,271 US4604595A (en) | 1982-06-16 | 1983-06-14 | Surface acoustic wave device having interdigitated comb electrodes weighted for odd/even response |
| GB08316298A GB2123637B (en) | 1982-06-16 | 1983-06-15 | Surface acoustic wave device |
| DE19833321843 DE3321843A1 (de) | 1982-06-16 | 1983-06-16 | Bauteil mit ausnutzung akustischer oberflaechenwellen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22791982A JPS59123305A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 弾性表面波フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59123305A JPS59123305A (ja) | 1984-07-17 |
| JPH0318768B2 true JPH0318768B2 (ja) | 1991-03-13 |
Family
ID=16868351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22791982A Granted JPS59123305A (ja) | 1982-06-16 | 1982-12-29 | 弾性表面波フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59123305A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2817041B2 (ja) * | 1986-09-19 | 1998-10-27 | 株式会社日立製作所 | 弾性表面波装置 |
| CN101316099B (zh) * | 2008-07-04 | 2010-06-16 | 无锡市好达电子有限公司 | 双通道声表面波滤波器 |
-
1982
- 1982-12-29 JP JP22791982A patent/JPS59123305A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59123305A (ja) | 1984-07-17 |
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