JPH0244171B2 - Danseihyomenhafuiruta - Google Patents
DanseihyomenhafuirutaInfo
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- JPH0244171B2 JPH0244171B2 JP10439182A JP10439182A JPH0244171B2 JP H0244171 B2 JPH0244171 B2 JP H0244171B2 JP 10439182 A JP10439182 A JP 10439182A JP 10439182 A JP10439182 A JP 10439182A JP H0244171 B2 JPH0244171 B2 JP H0244171B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、中心周波数に対し非対称の周波数応
答特性を得るための電極パターンの改良に関す
る。
答特性を得るための電極パターンの改良に関す
る。
従来、単一のインターデイジタルトランスジユ
ーサーで非対称の周波数応答特性を得る方法の１
つとしては、隣接する電極フインガーの中心間の
距離（以下電極ピツチという）を弾性表面波伝播
方向に沿つて変化させる手法が知られている。い
わゆる可変ピツチ形インターデイジタル電極で、
次に述べるようなものである。すなわち、周波数
応答特性をフーリエ逆変換すると、例えば、第１
図に示すようなインパルス応答が得られる。この
インパルス応答は、周波数応答特性が非対称であ
るため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、虚
数部が零となる各ピーク点間の時間間隔が不均一
となる。そして、得られたインパルス応答に対応
させてインターデイジタル電極を形成すれば、こ
の電極で所期の周波数応答特性が実現できる。そ
の対応のさせ方は、隣接する電極フインガー間の
交さ幅（表面波励受振領域）を、インパルス応答
における各ピーク点（矢印で示す）の大きさに比
例させ、かつ電極ピツチを、インパルス応答にお
けるピーク点間の時間に比例させて行えばよい。
ところが、ピーク点間の時間が不均一であるか
ら、インターデイジタル電極の電極ピツチも不均
一となり、この結果インターデイジタル電極は可
変ピツチ形となる。
ーサーで非対称の周波数応答特性を得る方法の１
つとしては、隣接する電極フインガーの中心間の
距離（以下電極ピツチという）を弾性表面波伝播
方向に沿つて変化させる手法が知られている。い
わゆる可変ピツチ形インターデイジタル電極で、
次に述べるようなものである。すなわち、周波数
応答特性をフーリエ逆変換すると、例えば、第１
図に示すようなインパルス応答が得られる。この
インパルス応答は、周波数応答特性が非対称であ
るため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、虚
数部が零となる各ピーク点間の時間間隔が不均一
となる。そして、得られたインパルス応答に対応
させてインターデイジタル電極を形成すれば、こ
の電極で所期の周波数応答特性が実現できる。そ
の対応のさせ方は、隣接する電極フインガー間の
交さ幅（表面波励受振領域）を、インパルス応答
における各ピーク点（矢印で示す）の大きさに比
例させ、かつ電極ピツチを、インパルス応答にお
けるピーク点間の時間に比例させて行えばよい。
ところが、ピーク点間の時間が不均一であるか
ら、インターデイジタル電極の電極ピツチも不均
一となり、この結果インターデイジタル電極は可
変ピツチ形となる。
上述した従来の手法は、所期の特性を満足でき
るが、電極が不等ピツチであるため、電極パター
ンの設計が困難な上に、太い電極と細い電極が出
来るため高周波用に設計すると電極が短絡しやす
いという欠点を有している。
るが、電極が不等ピツチであるため、電極パター
ンの設計が困難な上に、太い電極と細い電極が出
来るため高周波用に設計すると電極が短絡しやす
いという欠点を有している。
上述の問題点を解決するため等ピツチのインタ
ーデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を得
ようとする試みがなされ、後述する奇一偶関数法
ならびにミラー法又はリフレクシヨン法という手
法が提案されている。
ーデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を得
ようとする試みがなされ、後述する奇一偶関数法
ならびにミラー法又はリフレクシヨン法という手
法が提案されている。
前者の奇一偶関数法は、所望周波数応答特性を
リニア表示したものをH1（ω）とすると、H1（ω
−ω0）＝H2（ω0−ω）なるH2（ω）を想定する手
法である。H1（ω）とH2（ω）との関係は第２図
のようになる。ここで、偶成分をHR（ω）、奇成
分をHI（ω）とし、HR（ω）とHI（ω）を次のよ
うに定義すると、それらの関数は第３図のように
なる。
リニア表示したものをH1（ω）とすると、H1（ω
−ω0）＝H2（ω0−ω）なるH2（ω）を想定する手
法である。H1（ω）とH2（ω）との関係は第２図
のようになる。ここで、偶成分をHR（ω）、奇成
分をHI（ω）とし、HR（ω）とHI（ω）を次のよ
うに定義すると、それらの関数は第３図のように
なる。
HR（ω）＝H1（ω）＋H2（ω）／２ (1)
HI（ω）＝H2（ω）−H1（ω）／2j (2)
また、H1（ω）は、式(1)、(2)より
H1（ω）＝HR（ω）−jHI（ω） (3)
となる。
そして、インパルス応答は、式(3)をフーリエ変
換したもので、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ） ＝∫HR（ω）ej2〓ftdf ＋∫−jHI（ω）ej2〓ftdf (4) となる。
換したもので、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ） ＝∫HR（ω）ej2〓ftdf ＋∫−jHI（ω）ej2〓ftdf (4) となる。
式(4)のhR（ｔ）と−jhI（ｔ）で示すインパルス
応答はそれぞれ第４図の実線と破線のようにな
る。同図のふたつインパルス応答曲線はいずれも
ピーク点間の時間が１／2f0（波長で表示するとλ0／ ２）で均一であり、かつ両曲線のピーク点が互い
に相手側のピーク点間の真中に位置する。実線の
インパルス応答に対応するインターデイジタル電
極が偶成分を構成し、破線のインパルス応答が奇
成分を構成する。
応答はそれぞれ第４図の実線と破線のようにな
る。同図のふたつインパルス応答曲線はいずれも
ピーク点間の時間が１／2f0（波長で表示するとλ0／ ２）で均一であり、かつ両曲線のピーク点が互い
に相手側のピーク点間の真中に位置する。実線の
インパルス応答に対応するインターデイジタル電
極が偶成分を構成し、破線のインパルス応答が奇
成分を構成する。
第４図のふたつのインパルス応答に基いてイン
ターデイジタル電極を２段に分けて構成し、電気
的に並列接続したのが第６図の電極パターンで、
これは、中村、清水による「弾性表面波フイルタ
の一設計法」（1972年９月28日発行、東北大学電
気通信研究所第172回音響工学研究会資料）に開
示されている。第６図において、一方のインター
デイジタル電極１が伝播方向と直角方向に配置さ
れた２つのインターデイジタル電極２，３で構成
され、電極２が偶成分を、電極３が奇成分を励受
振するように構成され、２つの電極２，３の伝播
路をカバーするように他方インターデイジタル電
極４が形成されている。
ターデイジタル電極を２段に分けて構成し、電気
的に並列接続したのが第６図の電極パターンで、
これは、中村、清水による「弾性表面波フイルタ
の一設計法」（1972年９月28日発行、東北大学電
気通信研究所第172回音響工学研究会資料）に開
示されている。第６図において、一方のインター
デイジタル電極１が伝播方向と直角方向に配置さ
れた２つのインターデイジタル電極２，３で構成
され、電極２が偶成分を、電極３が奇成分を励受
振するように構成され、２つの電極２，３の伝播
路をカバーするように他方インターデイジタル電
極４が形成されている。
しかし、上記第６図の電極１では、等ピツチで
非対称の周波数応答特性を実現できるが、インタ
ーデイジタル電極を伝播方向と直角方向に２個配
置するので、表面波の励受振領域が広がり、表面
波基板が広くなるという欠点がある。また、表面
波の励受振強度の大きい中心部分が両側に分か
れ、また電極の中央部が共通電極となるので、電
極パターンとして好ましいものではない。
非対称の周波数応答特性を実現できるが、インタ
ーデイジタル電極を伝播方向と直角方向に２個配
置するので、表面波の励受振領域が広がり、表面
波基板が広くなるという欠点がある。また、表面
波の励受振強度の大きい中心部分が両側に分か
れ、また電極の中央部が共通電極となるので、電
極パターンとして好ましいものではない。
上述の問題点を除去して１つの等ピツチのイン
ターデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を
実現するため、第４図の２つのインパルス応答を
第５図のように合成し、この合成したインパルス
応答に基いて第７図ａ，ｂのように電極パターン
を構成することができる。同図において、一方の
インターデイジタル電極５が、1/8λ0の電極幅を
もつ主電極フインガー６，７，８，９を1/4λ0の
電極ピツチで配置し、隣接する２個の主電極フイ
ンガー６および７，８および９ずつ異電位の共通
部で接続しかつこれら２個の主電極フインガーの
長さを異ならせ、しかも、各主電極フインガー
６，７，８，９の遊端と対峠し、かつ異電位の共
通部に接続される1/8λ0の幅をもつ補助電極フイ
ンガー１０，１１，１２，１３を1/4λ0の電極ピ
ツチで配置して形成される。このインターデイジ
タル電極によれば、隣接する異電位の主電極フイ
ンガー７，８が交さする領域（右上り領域）で偶
成分が励受振され、隣接する主電極フインガー
６，９と補助電極フインガー１１，１２が交さす
る領域（右下り領域）で奇成分が上記偶成分とは
λ／４の距離ずれて励受振される。このようなイン
ターデイジタル電極を用いると、表面波伝播方向
と直角方向の電極幅を狭くでき、表面波基板を小
さくできるが、電極フインガー６および８，７お
よび９で交差する領域（クロス斜線）でも表面波
が励受振されるので、周波数応答特性に誤差が生
じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは非
常に煩わしいものである。また、電極フインガー
６，８間や７，９間の励受振による影響を無視で
きる程度に小さくするため、それらの間に位置す
る電極フインガー７および１１，８および１２の
フインガー先端を接近させてクロス斜線の領域を
小さくすると、パターン形成時に両フイガー７お
よび１１，８および１２が先端で短絡してしまう
危険性が生ずる。
ターデイジタル電極で非対称の周波数応答特性を
実現するため、第４図の２つのインパルス応答を
第５図のように合成し、この合成したインパルス
応答に基いて第７図ａ，ｂのように電極パターン
を構成することができる。同図において、一方の
インターデイジタル電極５が、1/8λ0の電極幅を
もつ主電極フインガー６，７，８，９を1/4λ0の
電極ピツチで配置し、隣接する２個の主電極フイ
ンガー６および７，８および９ずつ異電位の共通
部で接続しかつこれら２個の主電極フインガーの
長さを異ならせ、しかも、各主電極フインガー
６，７，８，９の遊端と対峠し、かつ異電位の共
通部に接続される1/8λ0の幅をもつ補助電極フイ
ンガー１０，１１，１２，１３を1/4λ0の電極ピ
ツチで配置して形成される。このインターデイジ
タル電極によれば、隣接する異電位の主電極フイ
ンガー７，８が交さする領域（右上り領域）で偶
成分が励受振され、隣接する主電極フインガー
６，９と補助電極フインガー１１，１２が交さす
る領域（右下り領域）で奇成分が上記偶成分とは
λ／４の距離ずれて励受振される。このようなイン
ターデイジタル電極を用いると、表面波伝播方向
と直角方向の電極幅を狭くでき、表面波基板を小
さくできるが、電極フインガー６および８，７お
よび９で交差する領域（クロス斜線）でも表面波
が励受振されるので、周波数応答特性に誤差が生
じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは非
常に煩わしいものである。また、電極フインガー
６，８間や７，９間の励受振による影響を無視で
きる程度に小さくするため、それらの間に位置す
る電極フインガー７および１１，８および１２の
フインガー先端を接近させてクロス斜線の領域を
小さくすると、パターン形成時に両フイガー７お
よび１１，８および１２が先端で短絡してしまう
危険性が生ずる。
後者のリフレクシヨン法あるいはミラー法は、
所定の周波数特性の中心周波数をf0とすると、
2f0に対して線対称となる。中心周波数が3f0の虚
像を想定する手法であり、得られるインパルス応
答は上述の奇一偶関数法の場合と同様となり、電
極パターンも第６図および第７図ａ，ｂのものと
同じように決定し、上述したと同様の問題点を有
している。
所定の周波数特性の中心周波数をf0とすると、
2f0に対して線対称となる。中心周波数が3f0の虚
像を想定する手法であり、得られるインパルス応
答は上述の奇一偶関数法の場合と同様となり、電
極パターンも第６図および第７図ａ，ｂのものと
同じように決定し、上述したと同様の問題点を有
している。
本発明は、上述した従来技術の欠点をことごと
く除去したもので、上記第７図記載の場合と同程
度の基板寸法で構成でき、インパルス応答に基づ
いてそのまま電極パターンを設定しても所望特性
が得られ、しかもミラー法の大きな欠点であつた
計算の煩雑さもなく、さらにはスプリツト電極で
もシングル電極でも構成できる弾性表面波フイル
タを提供することを目的とする。
く除去したもので、上記第７図記載の場合と同程
度の基板寸法で構成でき、インパルス応答に基づ
いてそのまま電極パターンを設定しても所望特性
が得られ、しかもミラー法の大きな欠点であつた
計算の煩雑さもなく、さらにはスプリツト電極で
もシングル電極でも構成できる弾性表面波フイル
タを提供することを目的とする。
すなわち本発明は、中心周波数に対し非対称の
周波数応答特性を得るための、少なくとも入出力
側電極を有する弾性表面波フイルタであつて、上
記入出力側電極のうち少なくとも一方の電極が、
交さ幅重み付けを施して周波数応答特性の偶成分
を規定する第１のインターデイジタル電極と、第
１のインターデイジタル電極の包絡線に沿つて形
成された共通電極と、この共通電極を挟んで第１
のインターデイジタル電極と反対側において、相
対的に大部分が第１のインターデイジタル電極の
非交さ領域に配置されており、交さ幅重み付けが
施されて周波数応答特性の奇成分を規定する第２
のインターデイジタル電極とを備え、上記共通電
極に、第１、第２のインターデイジタル電極の一
方電位に接続される電極指が接続されており、か
つ第１、第２のインターデイジタル電極の他方電
位に接続される電極指が互いに電気的に接続され
ているものである。
周波数応答特性を得るための、少なくとも入出力
側電極を有する弾性表面波フイルタであつて、上
記入出力側電極のうち少なくとも一方の電極が、
交さ幅重み付けを施して周波数応答特性の偶成分
を規定する第１のインターデイジタル電極と、第
１のインターデイジタル電極の包絡線に沿つて形
成された共通電極と、この共通電極を挟んで第１
のインターデイジタル電極と反対側において、相
対的に大部分が第１のインターデイジタル電極の
非交さ領域に配置されており、交さ幅重み付けが
施されて周波数応答特性の奇成分を規定する第２
のインターデイジタル電極とを備え、上記共通電
極に、第１、第２のインターデイジタル電極の一
方電位に接続される電極指が接続されており、か
つ第１、第２のインターデイジタル電極の他方電
位に接続される電極指が互いに電気的に接続され
ているものである。
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳述
する。
する。
第８図において、LiNbO3、PZT、ガラス基板
上のZnO膜などからなる表面波基板２０上に、入
出力側インターデイジタル電極２１，２２が所定
距離隔てて形成されている。一方インターデイジ
タル電極２１は、第１および第２のインターデイ
ジタル電極２３，２４で構成されている。第１電
極２３は、第４図の偶成分を規定するインパルス
応答（実線）に基いて通常の方法で交差幅重付け
が施され、２つの共通電極部２３ａ，２３ｂのう
ち一方２３ｂが重付けの包絡線にほぼ沿うように
形成されている。第２電極２４は、第１電極２３
の共通電極部２３ｂの外側すなわち非交差領域で
あつて、第１電極２３の伝播路上もしくは少しは
み出る範囲を含む領域に形成されている。この第
２電極２４は、第１電極２３の共通電極部２３ｂ
と、第１電極２３の最大交差幅の部分に接近して
形成された別個の共通電極部２４ａとから電極指
を突出させて構成され、第４図の奇成分（破線）
を規定するインパルス応答に基いて通常の方法で
交差幅重付けが施されている。第２電極２４の共
通電極部２４ａと第１電極２３の共通電極部２３
ａとは、シールド電極２５によつて結合されてい
る。端子電極２６，２７，２８，２９が基板２０
の四隅に形成され、それぞれ所定の共通電極部に
接続されている。
上のZnO膜などからなる表面波基板２０上に、入
出力側インターデイジタル電極２１，２２が所定
距離隔てて形成されている。一方インターデイジ
タル電極２１は、第１および第２のインターデイ
ジタル電極２３，２４で構成されている。第１電
極２３は、第４図の偶成分を規定するインパルス
応答（実線）に基いて通常の方法で交差幅重付け
が施され、２つの共通電極部２３ａ，２３ｂのう
ち一方２３ｂが重付けの包絡線にほぼ沿うように
形成されている。第２電極２４は、第１電極２３
の共通電極部２３ｂの外側すなわち非交差領域で
あつて、第１電極２３の伝播路上もしくは少しは
み出る範囲を含む領域に形成されている。この第
２電極２４は、第１電極２３の共通電極部２３ｂ
と、第１電極２３の最大交差幅の部分に接近して
形成された別個の共通電極部２４ａとから電極指
を突出させて構成され、第４図の奇成分（破線）
を規定するインパルス応答に基いて通常の方法で
交差幅重付けが施されている。第２電極２４の共
通電極部２４ａと第１電極２３の共通電極部２３
ａとは、シールド電極２５によつて結合されてい
る。端子電極２６，２７，２８，２９が基板２０
の四隅に形成され、それぞれ所定の共通電極部に
接続されている。
第９図は他の実施例を示し、上記実施例との相
違点は、奇成分を構成する第２電極が第１電極２
３の両側に分けて形成されたことにある。すなわ
ち、第１電極２３のもう一つの共通電極部２３ａ
も重付けの包絡線にほぼ沿うように湾曲させら
れ、第１電極２３の最大交差幅付近にのびる別の
共通電極部２４a′が設けられ、共通電極部２３ａ
と２４a′から電極指を突出させてインターデイジ
タル電極２４′が構成されている。共通電極部２
３ｂと共通電極部２４a′とが電極の外側を通して
接続されている。電極２４と電極２４′とで、奇
成分を規定する第２電極が構成されている。すな
わち、第９図実施例においては、第１電極２３の
一方の包絡線に沿う共通電極部２３ｂに着目した
場合、共通電極部２３ｂとは異なる電位に接続さ
れる第１、第２電極２３，２４の電極指は、共通
電極部２３ａ及び共通電極部２４ａに接続され、
これらの共通電極部２３ａ，２４ａはシールド電
極２５を介して互いに接続され、さらに端子電極
２６に電気的に接続されている。また、第１電極
２３の他方の包絡線に沿う共通電極部２３ａに着
目した場合には、該共通電極部２３ａの両側に配
置される第１、第２の電極２３，２４′の共通電
極部２３ａとは異なる電位に接続される電極指
が、共通電極部２３ｂ及び共通電極部２４a′を介
して端子電極２７において互いに電気的に接続さ
れている。すなわち、第９図実施例では、第１電
極２３のもう一方の包絡線に沿つて設けられた共
通電極部２３ａ側においても、本発明の構成が設
けられている。
違点は、奇成分を構成する第２電極が第１電極２
３の両側に分けて形成されたことにある。すなわ
ち、第１電極２３のもう一つの共通電極部２３ａ
も重付けの包絡線にほぼ沿うように湾曲させら
れ、第１電極２３の最大交差幅付近にのびる別の
共通電極部２４a′が設けられ、共通電極部２３ａ
と２４a′から電極指を突出させてインターデイジ
タル電極２４′が構成されている。共通電極部２
３ｂと共通電極部２４a′とが電極の外側を通して
接続されている。電極２４と電極２４′とで、奇
成分を規定する第２電極が構成されている。すな
わち、第９図実施例においては、第１電極２３の
一方の包絡線に沿う共通電極部２３ｂに着目した
場合、共通電極部２３ｂとは異なる電位に接続さ
れる第１、第２電極２３，２４の電極指は、共通
電極部２３ａ及び共通電極部２４ａに接続され、
これらの共通電極部２３ａ，２４ａはシールド電
極２５を介して互いに接続され、さらに端子電極
２６に電気的に接続されている。また、第１電極
２３の他方の包絡線に沿う共通電極部２３ａに着
目した場合には、該共通電極部２３ａの両側に配
置される第１、第２の電極２３，２４′の共通電
極部２３ａとは異なる電位に接続される電極指
が、共通電極部２３ｂ及び共通電極部２４a′を介
して端子電極２７において互いに電気的に接続さ
れている。すなわち、第９図実施例では、第１電
極２３のもう一方の包絡線に沿つて設けられた共
通電極部２３ａ側においても、本発明の構成が設
けられている。
上記各実施例では、シングル形の電極で非対称
の周波数特性達成できるので、従来のバリアブル
ピツチ法や第７図のミラー法（又はリフレクシヨ
ン法）と比較して、同じ電極幅ではるかに高い周
波数のフイルタが実現できる。
の周波数特性達成できるので、従来のバリアブル
ピツチ法や第７図のミラー法（又はリフレクシヨ
ン法）と比較して、同じ電極幅ではるかに高い周
波数のフイルタが実現できる。
第１０図はさらに他の実施例を示し、上記２つ
の実施例との相違点は、TTE除去の効果をもた
せるために、電極２３，２４をスプリツト電極形
に構成したことにある。この実施例によれば、ス
プリツト電極の対の電極指を同一長さで構成で
き、従来のミラー法（又はリフレクシヨン法）と
比較して計算差が少なくなる。
の実施例との相違点は、TTE除去の効果をもた
せるために、電極２３，２４をスプリツト電極形
に構成したことにある。この実施例によれば、ス
プリツト電極の対の電極指を同一長さで構成で
き、従来のミラー法（又はリフレクシヨン法）と
比較して計算差が少なくなる。
上記各実施例における電極は非常にシンプルな
包絡線をもつものを例示しているが、本発明はい
かなる包絡線をもつ電極であつても適用可能なも
のである。
包絡線をもつものを例示しているが、本発明はい
かなる包絡線をもつ電極であつても適用可能なも
のである。
以上説明したように、本発明によれば、ミラー
法と同程度の基板寸法でもつて、所望周波数特性
が誤差なく確実に得られ、しかも設計時の煩雑な
計算も軽減され、さらにはシングル電極でもスプ
リツト電極でも構成することができる。
法と同程度の基板寸法でもつて、所望周波数特性
が誤差なく確実に得られ、しかも設計時の煩雑な
計算も軽減され、さらにはシングル電極でもスプ
リツト電極でも構成することができる。
第１図は従来の可変ピツチ型電極におけるイン
パルス応答特性図、第２〜５図は従来例及び本発
明の説明に用いる図で、第２図はH1（ω）とH2
（ω）の周波数特性図、第３図はHR（ω）とjHI
（ω）の周波数特性図、第４図はHR（ω）とjHI
（ω）のインパルス応答特性図、第５図はHR（ω）
とjHI（ω）とを合成したインパルス応答特性図、
第６図は従来のフイルタを示す図、第７図ａは他
の従来フイルタを示す図、同図ｂは部分拡大図、
第８図、第９図および第１０図はそれぞれ本発明
によるフイルタを示す図である。
パルス応答特性図、第２〜５図は従来例及び本発
明の説明に用いる図で、第２図はH1（ω）とH2
（ω）の周波数特性図、第３図はHR（ω）とjHI
（ω）の周波数特性図、第４図はHR（ω）とjHI
（ω）のインパルス応答特性図、第５図はHR（ω）
とjHI（ω）とを合成したインパルス応答特性図、
第６図は従来のフイルタを示す図、第７図ａは他
の従来フイルタを示す図、同図ｂは部分拡大図、
第８図、第９図および第１０図はそれぞれ本発明
によるフイルタを示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 中心周波数に対し非対称の周波数応答特性を
得るための、少なくとも入出力側電極を有する弾
性表面波フイルタであつて、 上記入出力側電極のうち少なくとも一方の電極
が、 交さ幅重み付けを施して周波数応答特性の偶成
分を規定する第１のインターデイジタル電極と、 第１のインターデイジタル電極の包絡線に沿つ
て形成された共通電極と、 共通電極を挟んで第１のインターデイジタル電
極と反対側において、相対的に大部分が第１のイ
ンターデイジタル電極の非交さ領域に配置されて
おり、交さ幅重み付けが施されて周波数応答特性
の奇成分を規定している第２のインターデイジタ
ル電極とを備え、 上記共通電極に、第１、第２のインターデイジ
タル電極の一方電位に接続される電極指が接続さ
れており、かつ 第１、第２のインターデイジタル電極の他方電
位に接続される電極指が互いに電気的に接続され
ていることを特徴とする弾性表面波フイルタ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10439182A JPH0244171B2 (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | Danseihyomenhafuiruta |
| GB838315675A GB8315675D0 (en) | 1982-06-16 | 1983-06-08 | Surface acoustic wave device |
| US06/504,271 US4604595A (en) | 1982-06-16 | 1983-06-14 | Surface acoustic wave device having interdigitated comb electrodes weighted for odd/even response |
| GB08316298A GB2123637B (en) | 1982-06-16 | 1983-06-15 | Surface acoustic wave device |
| DE19833321843 DE3321843A1 (de) | 1982-06-16 | 1983-06-16 | Bauteil mit ausnutzung akustischer oberflaechenwellen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10439182A JPH0244171B2 (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | Danseihyomenhafuiruta |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58220517A JPS58220517A (ja) | 1983-12-22 |
| JPH0244171B2 true JPH0244171B2 (ja) | 1990-10-03 |
Family
ID=14379436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10439182A Expired - Lifetime JPH0244171B2 (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | Danseihyomenhafuiruta |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0244171B2 (ja) |
| GB (1) | GB8315675D0 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06334477A (ja) * | 1993-05-20 | 1994-12-02 | Nec Corp | 弾性表面波フィルタ |
-
1982
- 1982-06-16 JP JP10439182A patent/JPH0244171B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-06-08 GB GB838315675A patent/GB8315675D0/en active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8315675D0 (en) | 1983-07-13 |
| JPS58220517A (ja) | 1983-12-22 |
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