JPH03201712A - クランプ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、たとえばビデオカメラ等に用いられる映像
信号処理回路のクランプ回路に関する。

（従来の技術） 一般に、ビデオカメラに用いる映像信号処理回路のペデ
スタルクランプ回路は、第４図に示す回路のように構成
されている。この回路はクランプ容量Ｃとペデスタルク
ランプ回路ＰＣからなり、ペデスタルクランプ回路ＰＣ
に与えるクランプパルスＣＰによって、クランプ期間に
出力ＯＵＴを一定電位に固定するとともに、入力ＩＮと
出力ＯＵＴの間の電位差をクランプ容量Ｃにサンプリン
グし、クランプ期間外はホールドすることにより、映像
信号の直流伝送レベルを決めるためのものである。

第５図は具体的な回路例を示したものである。

図において、クランプ用のトランジスタＱＩのコレクタ
は、基準ｆ′ｒ１源ＶＣＣに接続され、ベースは従属電
圧ｉＶ＋を介して接地され、エミッタは従属電流源！１
を介して接地されるとともにクランプ容量Ｃ１の一端と
出力ＯＵＴに接続されている。

またクランプ容量Ｃ１の他端はＰＮＰ　）ランジスタＱ
２のエミッタが接続されるとともに、電流源Ｉ２を介し
て基準電源ＶＣＣに接続されている。トランジスタＱ２
のコレクタは接地され、ベースは入力ＩＮに接続されて
いる。なお、第５図における入力ＩＮの前段回路の出力
インピーダンスは零が望ましいが、実際の回路は零でな
いため、この影響を考慮できるように、第５図において
クランプ容量ＣＩの前段回路の出力段としてエミッタホ
ロワを追加しである。また電圧・電流源Ｖ、、１１はク
ランプパルスＣＰによって制御され、電圧源ｖ１はクラ
ンプ期間に出力を一定電位に保つように固定され、クラ
ンプ期間外はトランジスタＱ１をカットオフさせるよう
な低電位に保つように固定される。電流＆９１１はクラ
ンプ期間に一定電流を流し、クランプ期間はオフするこ
とでトランジスタＱＩをカットオフさせる。

ここで、出力ＯＵＴにリーク電流があった場合を考える
。たとえば、出力ＯＵＴに次段回路への伝送のため、エ
ミッタホロワを接続するとベース電流が流れる。ベース
電流を補償しても零にすることは難しい。この場合、定
常状態でＮＰＮ　）ランジスタのエミッタホロワだとリ
ーク電流によりクランプ容量Ｃ１から放電されてゆく電
荷をクランプ期間にトランジスタＱ１から放電してバラ
ンスが保たれる。このときの充放電による電流はトラン
ジスタＱ２の電流密度を変化させるので、クランプ期間
とそれ以外で出力に段差ができ、これが電流伝送の誤羞
となる。

ここで、０．５μＡのリーク電流があったとして、どの
くらいの出力段差になるかを考えてみる。クランプ期間
が１水平走査期間（Φ　［ｉ３．５（ｉμｓｅｃ　）中
に２μＳｅｅあったとすると、クランプ期間にトランジ
スタＱ２のエミッタに流れ込む充電電流は、０．５μＡ
　ｘ　　８３．５８μｓｅｃ　／　２μｓｅｃ　：１５
．９μ＾となる。電流源Ｉ２の電流が２００μＡとする
と直流段差は、 Ｖ７−ｆｌｎ　（２００μＡ　＋１５．９μ＾／　２０
０ｕ＾）＝２．ｈＶとなる。ここで、ＶＴ−ｋＴ／ｑで
表わされ、ｋ−ポルツマン定数、Ｔ−絶対温度、ｑ−電
子索長である。２．０ｍＶという値は、たとえば電源電
圧が５ｖの低電圧で色差信号を扱った場合は色ずれとな
り、許容できない値である。この段差を小さくするため
電流９１２の電流を増やすと消費電流が増えて好ましく
ない。トランジスタＱ２をＰＮＰトランジスタとし、Ｉ
Ｃ内で構成しようとするとニー電流が小さいので電流密
度を下げるため、エミッタ面積を大きくしなければなら
ない。出力段を帰還型にして低インピーダンス化をする
ことも考えられるが、素子数が増え、周波数特性上も不
利になる。また、リーク電流を小さくするためベース電
流補償を行うと素子数の増加になり、補償能力にも限界
がある。

（発明が解決しようとする課題） 上記した従来のクランプ回路はクランプ容量の前段回路
の出力インビーダンが小さくないと、クランプ期間とそ
れ以外で出力に直流の段差が生じる。これをなくすため
に電流源Ｉ２の電流を増やすことが考えられるが、消費
電流が増加して好ましくない。また、トランジスタＱ２
をＰＮＰ型としてＩＣ内で構成しようとすると、ニー電
流が小さいので電流密度を下げるためエミッタ面積を大
きくしなければならない問題が生じる。出力段を帰還型
として低インピーダンス化すると素子数の増加に加え周
波数特性上の不利が生じ、リーク電流を小さくするめベ
ース電流補償を行うと素子数の増加につながり、補償能
力にも自ずと限界があった。

この発明はクランプ容量の前段回路の出力インビーダン
が小さくなくても、簡単な構成でクランプにより生じる
直流段差をなくすことが可能なりランプ回路を提供しよ
うするものである。

［発明の構成コ （課題を解決するための手段〉 この発明のクランプ回路は、クランプ容量の前段回路の
第１の出カニミッタホロワのエミッタ電流を検出し、第
１の出カニミッタホロワのさらに前段に設けた逆極性の
第２のエミッタホロワのエミッタ電流を制御するように
構成してなるものである。

（作用） 上記した手段により直流段差の原図となる第１のエミッ
タホロワのベース・エミッタ間電圧の変化を第２のエミ
ッタホロワのベース・エミッタ間電圧の変化でｔ０殺で
きるため、直流段差をなくすことができる。

（実施例） 以下、この発明の一実施例について図面を参！！（（シ
て説明するが、第５図と同一部分には同一の符号を付し
てここでは異なる部分を中心に詳細に説明する。

第１図はこの発明の一実施例であり、トランジスタＱ３
とカレントミラーＣＭを追加した点が第５図と異なる。

すなわち、コレクタが電源ｖｃｃに接続されたトランジ
スタＱ３のベースに入力ＩＮを接続し、エミッタをトラ
ンジスタＱ２のベースに接続しである。トランジスタＱ
２のコレクタをカレントミラーＣＭの入力に、トランジ
スタＱ３のエミッタをカレントミラーＣＭの出力に接続
しである。

上記した構成によると、クランプ期１８〕およびクラン
プ期間外にトランジスタＱ３のエミッタにはトランジス
タＱ２の流れる電流と全く等しい電流が流れ、クランプ
時にトランジスタＱ２により生じる直流段差と逆方向に
同じ大きさの直流段差が土じるため相殺させることがで
きる。

直流段差の）０殺について詳しく述べる。今、トランジ
スタＱ２のクランプ期間のエミッタ電流をＩ　ｅｐ、ク
ランプ期間外のエミッタ電流をＩＣＰとすると、トラン
ジスタＱ３のベースからトランジスタＱ２のエミッタま
でのクランプ期間の電位差ＶＣＰは、 ＶＣＰ　−Ｖ　Ｔ　　−１２ｎ　　（ｎ−ＣＰ／　Ｉ　
５３）−ＶＴ　　−ｎｎ（ＩＣＰ／　ｌ５２）−ＶＴ　
　−ｊ２ｎ　　−ｎ（Ｉ　Ｓ２／　Ｉ　Ｓ３）となり、
クランプ期間外の電位差ＶＣＰは、ＶＣＰ　−Ｖ　ｒ　
−１２ｎ（ｎ　　　Ｉ　ＣＰ／　Ｉ　５３）−ＶＴ　−
Ａｎ（ＩＣＰ／　ｌ５２） −ＶＴ　−Ｉｎ　−ｎ（１９２／　Ｉ　Ｓ３）となる。

ここで、１８２、ＩＳ３はトランジスタＱ２、Ｑ３のそ
れぞれ飽和電流、ＶＴはｋ　Ｔ　／　ｑで表わされ、ｋ
Ｔはボルツマン定数、ｑは電荷量である。また、カレン
トミラーＣＭの人・出力比を１：ｎ（ｎは己の実数）と
した。したがって、クランプ期間およびクランプ期間外
の電位差は全く等しくなることから、リーク電流の量に
影響されないものとなる。なお、第１図において、電流
源！２は抵抗で構成しても同様の効果が得られる。

第２図および第３図は、この発明の他の実施例を示した
もので、第２図は第１図のトランジスタＱ３のエミッタ
とトランジスタＱ２のベース間にトランジスタＱ１２、
Ｑｌｌからなるレベルシフト回路を設けたものであり、
第３図はトランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ
２のベース間にトランジスタＱ２１および電流源１２１
からなるレベルシフト回路を設けたものである。

第２図におけるトランジスタＱ３のベースからトランジ
スタＱ２のエミッタまでのクランプ期間の電位差ｖｃｐ
は、 ＶＣＰ＝Ｖｙ　−ｆｎ　（ｎ・ＩＣＰ／　１８３）＋Ｖ
ｒ　−Ｊ２ｎ　（ｎ−ＩＣＰ／　ｌ５Ｉ２）−ＶＴ　−
ｎｎ（ＩＣＰ／　ｌ５ＩＩ）−ＶＴ　　−Ｉｎ（ＩＣＰ
／　ｌ５２）＝Ｖｒ　−Ｉｎ　　（ｎ”−ＩＳＩＩ−１
９２／　ＩＳ３・ｌ５１２　）となり、クランプ期間外
の電位差ｖ訂は、■（￥−ＶＴ　−Ｊ２ｎ　（ｎ・ＩＣ
Ｐ／　ｌ５３）＋ＶＴ　−Ｊ２ｎ　（ｎ−ＩＣＰンＩ　
８１）−ＶＴ　−Ｊｎ（ＩＣＰ／ｌ５ＩＩ） −ＶＴ　−Ｊ２ｎ（ＩＣＰ／　１８２）−ＶＴ　−Ｉｎ
　　（ｎ２１８１１　１８２／　ｌ５３１Ｓ１２　）と
なる。ただし、１８１１　、　　ｌ５１２はトランジス
タＱｌｌ、Ｑ１２の飽和電流である。

第３図のトランジスタＱ３のベースからトランジスタＱ
２のエミッタまでのクランプ期間およびクランプ期間外
の電位差ＶＣＰ％ＶＣＰは第１図と同様に求められ、や
はり第３図においてもクランプ期間および期間外の電位
差はなくなり、クランプレベルのずれないものである。

［発明の効果］ 以上、詳細に記載したようにこの発明のクランプ回路に
よれば、クランプ容量の前段回路の出力インピーダンス
が小さくなくても、出力に生じる直流段差を正確に相殺
できるので、クランプレベルにずれがなく、クランプ回
路による正確な直流伝送が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図およ
び第３図はこの発明のそれぞれ光なる他の実施例を示す
回路図、第４図および第５図はそれぞれ従来の回路図を
示すもである。 Ｑ１〜Ｑ３・・・トランジスタ ＣＭ・・・・・・・・・カレントミラーＣ１・・・・・
・・・・コンデンサ １１・・・・・・・・・電流源 ｖｌ・・・・・・・・・電圧源 出廟人　株式会社　東芝

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号のレベルをシフトするレベルシフト回路
   と、このレベルシフト回路の出力をベースに供給した第
   １のトランジスタと、この第１のトランジスタのコレク
   タ電流に依存して前記レベルシフト回路のレベルシフト
   量を制御する電流を出力する電流変換回路と、前記第１
   のトランジスタのエミッタと出力との間に接続したクラ
   ンプ容量と、このクランプ容量と前記出力との間に接続
   され、クランプ期間のみ前記出力が所定の値となるよう
   に該クランプ容量の電荷を所定値に保持するクランプ手
   段とを備えてなることを特徴とするクランプ回路。
2. （２）レベルシフト回路を第２のトランジスタで構成し
   、信号を該第２のトランジスタのベースに入力し、その
   エミッタを第１のトランジスタのベースに接続してなる
   ことを特徴とする請求項第１項記載のクランプ回路。
3. （３）第１のトランジスタのエミッタに電流源を接続し
   てなることを特徴とする請求項第１項記載のクランプ回
   路。