JPH03245641A - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
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- JPH03245641A JPH03245641A JP2043124A JP4312490A JPH03245641A JP H03245641 A JPH03245641 A JP H03245641A JP 2043124 A JP2043124 A JP 2043124A JP 4312490 A JP4312490 A JP 4312490A JP H03245641 A JPH03245641 A JP H03245641A
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Links
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は復調回路に関し、特にＰＳＫ変調信号の同期検
波型復調回路に関する。
波型復調回路に関する。
第３図は従来の復調回路の一例を示す図であり、局部発
振器１、π／２移相器２、ミキサ３゜４、低域フィルタ
５、Ａ−Ｄ変換器６、遅延器７、ｍ乗回路８．１／ｍ乗
回路１３、複素乗算検波器１４、クロック発生器１５、
低域フィルタ１６を備えている。
振器１、π／２移相器２、ミキサ３゜４、低域フィルタ
５、Ａ−Ｄ変換器６、遅延器７、ｍ乗回路８．１／ｍ乗
回路１３、複素乗算検波器１４、クロック発生器１５、
低域フィルタ１６を備えている。
ｍ相ＰＳＫ変調された受信信号ＳＩは、ミキサ３および
４に入力し、受信信号ＳＬの搬送波にほぼ等しい周波数
の局部発振器１からの局部発振信号およびπ／２移相器
２を経た局部発振信号によってベースバンド帯複素信号
Ｂｌに変換される。
４に入力し、受信信号ＳＬの搬送波にほぼ等しい周波数
の局部発振器１からの局部発振信号およびπ／２移相器
２を経た局部発振信号によってベースバンド帯複素信号
Ｂｌに変換される。
ベースバンド帯複素信号Ｂ、の実部信号および虚部信号
は、それぞれ低域フィルタ５によって帯域制限された後
、Ａ−Ｄ変換器６においてクロック発生器１５からのク
ロック信号によって標本化されディジタル複素信号Ｂ２
に変換される。ディジタル複素信号Ｂ２は２分岐され、
分岐された一方のディジタル複素信号はｍ乗回路８でｍ
乗されることによってｍ倍周波数の無変調ディジタル複
素信号Ｂ３となる。無変調ディジタル複素信号Ｂ３は低
域フィルタ１６を通過することによってキャリア成分が
選択され、１ ／ ｍ乗回路１３によって本来のキャリ
ア周波数に変換されてキャリア成分からなるディジタル
複素信号Ｂ４が再生される。ところで、ｍ乗回路８は複
素信号に対して複素乗算をｍ回実行しており、また低域
フィルタ１６としては群遅延平坦型ＦＩＲフィルタを使
用している。また、１／ｍ乗回路１３は複素信号を直交
座標形式（ｚ＝ｘ＋ｊｙ）から極座標形式（ｒ−ｅｘｐ
Ｕθ））にＲＯＭを使用して変換し、ｒ１／ｓａおよび
θ／鳳の演算処理を行っている。２分岐された他方のデ
ィジタル複素信号は、遅延器７によって遅延補償され、
複素乗算検波器１４でキャリア成分からなるディジタル
複素信号Ｂ４と正しく同期検波され復調複素信号Ｂ５と
して出力される。
は、それぞれ低域フィルタ５によって帯域制限された後
、Ａ−Ｄ変換器６においてクロック発生器１５からのク
ロック信号によって標本化されディジタル複素信号Ｂ２
に変換される。ディジタル複素信号Ｂ２は２分岐され、
分岐された一方のディジタル複素信号はｍ乗回路８でｍ
乗されることによってｍ倍周波数の無変調ディジタル複
素信号Ｂ３となる。無変調ディジタル複素信号Ｂ３は低
域フィルタ１６を通過することによってキャリア成分が
選択され、１ ／ ｍ乗回路１３によって本来のキャリ
ア周波数に変換されてキャリア成分からなるディジタル
複素信号Ｂ４が再生される。ところで、ｍ乗回路８は複
素信号に対して複素乗算をｍ回実行しており、また低域
フィルタ１６としては群遅延平坦型ＦＩＲフィルタを使
用している。また、１／ｍ乗回路１３は複素信号を直交
座標形式（ｚ＝ｘ＋ｊｙ）から極座標形式（ｒ−ｅｘｐ
Ｕθ））にＲＯＭを使用して変換し、ｒ１／ｓａおよび
θ／鳳の演算処理を行っている。２分岐された他方のデ
ィジタル複素信号は、遅延器７によって遅延補償され、
複素乗算検波器１４でキャリア成分からなるディジタル
複素信号Ｂ４と正しく同期検波され復調複素信号Ｂ５と
して出力される。
上述した従来の復調回路は、キャリア再生用のフィルタ
として１つの低域フィルタ１６を使用している。このた
め、キャリア周波数誤差が０に近い場合は問題ないが、
キャリア周波数誤差が低域フィルタの帯域幅に比して無
視できない程度に大きくなると、キャリア成分が減衰し
て再生Ｃ／Ｎが劣化するという問題点がある。また、低
域フィルタの代りに位相同期回路（ＰＬＬ）を使用した
場合は、同期引込みに時間がかかるという問題点がある
。
として１つの低域フィルタ１６を使用している。このた
め、キャリア周波数誤差が０に近い場合は問題ないが、
キャリア周波数誤差が低域フィルタの帯域幅に比して無
視できない程度に大きくなると、キャリア成分が減衰し
て再生Ｃ／Ｎが劣化するという問題点がある。また、低
域フィルタの代りに位相同期回路（ＰＬＬ）を使用した
場合は、同期引込みに時間がかかるという問題点がある
。
本発明の目的は、同期引込みが確実かつ迅速に行えるば
かりでなく、高Ｃ／Ｎでキャリア再生を行うことのでき
る復調回路を提供することにある。
かりでなく、高Ｃ／Ｎでキャリア再生を行うことのでき
る復調回路を提供することにある。
本発明の復調回路は、ｍ相ＰＳＫ変調された受信信号を
搬送波周波数にほぼ等しく互いに直交する複素局部発振
信号によりベースバンド帯複素信号に変換する変換手段
と、前記ベースバンド帯複素信号を帯域制限する低域フ
ィルタと、ディジタル信号処理のための周波数ｆｓのク
ロック信号を発生するクロック発生手段と、前記低域フ
ィルタが出力する前記ベースバンド帯複素信号を前記ク
ロック信号により標本化してディジタル複素信号に変換
するＡ−Ｄ変換手段と、前記ディジタル複素信号を２分
岐する分岐手段と、前記分岐手段が出力する一方の前記
ディジタル複素信号を一定サンプルだけ遅延させる遅延
手段と、前記分岐手段が出力する他方の前記ディジタル
複素信号をｍ乗するｍ乗手段と、周波数間隔Δｆ ＝
ｆ ｓ ／ Ｎで配置され帯域幅がΔｆよりも広いＮ個
の帯域フィルタからなるフィルタバンクを有し前記ｍ乗
手段が出力する複素信号を受けて周波数分離分波を行う
トランスマルチプレクサ型分波手段と、前記トランスマ
ルチプレクサ型分波手段のＮ個の帯域フィルタが出力す
る信号をそれぞれ２分岐する分岐群と、前記分岐群が出
力する一方の信号群を受け各信号の振幅を検出し、検出
された信号を通過させた前記帯域フィルタを示す選択信
号を生成し出力するキャリア検出手段と、前記分岐群が
出力する他方の信号群を受け前記選択信号が示す前記帯
域フィルタを選択して前記他方の信号群の内前記検出さ
れた信号のみ通過させるスイッチ手段と、前記スイッチ
手段が出力する信号を受けて周波数間隔がΔで且つそれ
ぞれの帯域幅がΔｆよりも広いフィルタバンクによって
周波数分割多重を行うトランスマルチプレクサ型合波手
段と、前記トランスマルチプレクサ型合波手段が出力す
る複素信号を１／ｍ乗する１ ／ ｍ乗手段と、前記遅
延手段が出力するディジタル複素信号を前記１／ｍ乗手
段の出力信号により同期検波する複素乗算手段とを備え
る構成である。
搬送波周波数にほぼ等しく互いに直交する複素局部発振
信号によりベースバンド帯複素信号に変換する変換手段
と、前記ベースバンド帯複素信号を帯域制限する低域フ
ィルタと、ディジタル信号処理のための周波数ｆｓのク
ロック信号を発生するクロック発生手段と、前記低域フ
ィルタが出力する前記ベースバンド帯複素信号を前記ク
ロック信号により標本化してディジタル複素信号に変換
するＡ−Ｄ変換手段と、前記ディジタル複素信号を２分
岐する分岐手段と、前記分岐手段が出力する一方の前記
ディジタル複素信号を一定サンプルだけ遅延させる遅延
手段と、前記分岐手段が出力する他方の前記ディジタル
複素信号をｍ乗するｍ乗手段と、周波数間隔Δｆ ＝
ｆ ｓ ／ Ｎで配置され帯域幅がΔｆよりも広いＮ個
の帯域フィルタからなるフィルタバンクを有し前記ｍ乗
手段が出力する複素信号を受けて周波数分離分波を行う
トランスマルチプレクサ型分波手段と、前記トランスマ
ルチプレクサ型分波手段のＮ個の帯域フィルタが出力す
る信号をそれぞれ２分岐する分岐群と、前記分岐群が出
力する一方の信号群を受け各信号の振幅を検出し、検出
された信号を通過させた前記帯域フィルタを示す選択信
号を生成し出力するキャリア検出手段と、前記分岐群が
出力する他方の信号群を受け前記選択信号が示す前記帯
域フィルタを選択して前記他方の信号群の内前記検出さ
れた信号のみ通過させるスイッチ手段と、前記スイッチ
手段が出力する信号を受けて周波数間隔がΔで且つそれ
ぞれの帯域幅がΔｆよりも広いフィルタバンクによって
周波数分割多重を行うトランスマルチプレクサ型合波手
段と、前記トランスマルチプレクサ型合波手段が出力す
る複素信号を１／ｍ乗する１ ／ ｍ乗手段と、前記遅
延手段が出力するディジタル複素信号を前記１／ｍ乗手
段の出力信号により同期検波する複素乗算手段とを備え
る構成である。
次に図面を参照して本発明を説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す図であり、局部発振器
１、π／２移相器２、ミキサ３，４、低域フィルタ５、
Ａ−Ｄ変換器６、遅延器７、ｍ東回路８、トランスマル
チプレクサ型分波回路（以下ＴＤＵＸと略記する）９、
キャリア検出回路１０、ベースバンドスイッチ回路１１
、トランスマルチプレクサ型合波回路（以下ＴＭＵＸと
略記する）１２．１／ｍ乗回路１３、複素乗算検波器１
４、クロック発生器１５を備えている。第３図に示す従
来の復調回路と同じ部分には同番号を付して説明を省略
する。
１、π／２移相器２、ミキサ３，４、低域フィルタ５、
Ａ−Ｄ変換器６、遅延器７、ｍ東回路８、トランスマル
チプレクサ型分波回路（以下ＴＤＵＸと略記する）９、
キャリア検出回路１０、ベースバンドスイッチ回路１１
、トランスマルチプレクサ型合波回路（以下ＴＭＵＸと
略記する）１２．１／ｍ乗回路１３、複素乗算検波器１
４、クロック発生器１５を備えている。第３図に示す従
来の復調回路と同じ部分には同番号を付して説明を省略
する。
ＴＤＵＸ９は、周波数間隔Δｆ＝ｆｓ／Ｎで配置され帯
域幅がΔｆよりも広いＮ個の帯域フィルタからなるフィ
ルタバンクを有し、ｍ東回路８が出力する無変調ディジ
タル複素信号Ｂ３を受けて周波数分離分波を行う、キャ
リア検出回路１０は、ＴＤＵＸ９のＮ個の帯域フィルタ
が出力する信号群の２分岐された一方の複素信号群を受
けてその振幅を検出し、最大振幅の信号に該当する帯域
フィルタを示す選択信号Ｓｃを生成して出力する。
域幅がΔｆよりも広いＮ個の帯域フィルタからなるフィ
ルタバンクを有し、ｍ東回路８が出力する無変調ディジ
タル複素信号Ｂ３を受けて周波数分離分波を行う、キャ
リア検出回路１０は、ＴＤＵＸ９のＮ個の帯域フィルタ
が出力する信号群の２分岐された一方の複素信号群を受
けてその振幅を検出し、最大振幅の信号に該当する帯域
フィルタを示す選択信号Ｓｃを生成して出力する。
ベースバンドスイッチ回路１１は、ＴＤＵＸ９のＮ個の
帯域フィルタが出力する複素信号群の２分岐された他方
の複素信号群を受け、キャリア検出回路１０が出力する
選択信号ＳＣが示す帯域フィルタを選択して他方の信号
群の内の該当する信号のみ通過させる。ＴＭＵＸＩ２は
、ベースバンドスイッチ回路１１が出力する複素信号を
受けて周波数間隔がΔｆ且つそれぞれの帯域幅がΔｆよ
りも広いフィルタバンクによって周波数分割多重を行う
。
帯域フィルタが出力する複素信号群の２分岐された他方
の複素信号群を受け、キャリア検出回路１０が出力する
選択信号ＳＣが示す帯域フィルタを選択して他方の信号
群の内の該当する信号のみ通過させる。ＴＭＵＸＩ２は
、ベースバンドスイッチ回路１１が出力する複素信号を
受けて周波数間隔がΔｆ且つそれぞれの帯域幅がΔｆよ
りも広いフィルタバンクによって周波数分割多重を行う
。
さて、ＴＤＵＸ９およびＴＭＵＸＩ ２の特長は、 γ
イイーイーイー・トランザクションズ・オン・ゴミヱニ
ケーションズ（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ
ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ） ＶＯＬ、Ｃ
０Ｍ−２２，ＮＯ。
イイーイーイー・トランザクションズ・オン・ゴミヱニ
ケーションズ（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ
ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ） ＶＯＬ、Ｃ
０Ｍ−２２，ＮＯ。
９ ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ１９７４の第１１９９頁〜第１
２０５頁に記載された論文ｒＴＤＭ−ＦＤＭ Ｔｒａｎ
ｓｍｕ！ｔｉｐｌｅｘｅｒ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐ。
２０５頁に記載された論文ｒＴＤＭ−ＦＤＭ Ｔｒａｎ
ｓｍｕ！ｔｉｐｌｅｘｅｒ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐ。
１ｙｐｈａｓｅ ａｎｄ ＦＦＴＪのトランスマルチ
プレクサとは異り、また、特開昭６３−２００６３５号
公報および特開昭６３−２０９３３５号公報に記載され
ているように、サンプリング周波数ｆｓ、フィルタ数Ｎ
とすると、フィルタの周波数間隔Δｆ＝ｆｓ／Ｎであり
ながら帯域幅がΔｆよりも広いフィルタからなるフィル
タバンクの構成が可能なことである。
プレクサとは異り、また、特開昭６３−２００６３５号
公報および特開昭６３−２０９３３５号公報に記載され
ているように、サンプリング周波数ｆｓ、フィルタ数Ｎ
とすると、フィルタの周波数間隔Δｆ＝ｆｓ／Ｎであり
ながら帯域幅がΔｆよりも広いフィルタからなるフィル
タバンクの構成が可能なことである。
第２図（ａ） 〜（ｆ）はＴＤＵＸ９およびＴＭＵＸＩ
２を使用してキャリアを再生する動作を示す図である。
２を使用してキャリアを再生する動作を示す図である。
同図（ａ）はＴＤＵＸ９のフィルタバンクの周波数特性
であり、帯域幅がΔｆよりも広いＮ個の帯域フィルタが
周波数間隔Δｆで配置されている。同図（ｂ）はＴＭＵ
ＸＩ２のフィルタバンクの周波数特性である。同図（Ｃ
）はＴＤＵＸ９およびＴＭＵＸＩ２の総合周波数特性で
あり、各帯域の中心部分が完全平坦で、隣接帯域と重な
る点の振幅は中心部振幅の１／２となって直線的に変化
している。すなわち、ＴＤＵＸ９およびＴＭＵＸＩ２の
各帯域フィルタの周波数特性は総合特性として同図（Ｃ
）のようになるように設定されている。同図（ｄ）は再
生キャリア周波数ｆが１ｆ１くΔｆ／２、すなわち第０
番目のフィルタの中心近辺にくる場合のＴＭＵＸＩ２の
出カスベクトルを示している。同図（ｅ）は再生キャリ
ア周波数ｆがｆ＝Δｆ／２、すなわち第０番目および第
１番目のフィルタの中間にくる場合のＴＭＵＸ１２の出
カスベクトルを示している。この場合は第０番目および
第１番目のフィルタからのキャリアが合成される。同図
（ｆ＞は再生キャリア周波数ｆがｆ＝−３Δｆ／２〜−
Δｆ／２、すなわち第一１番目のフィルタの帯域内にく
る場合のＴＭＵＸ１２の出カスベクトルを示している。
であり、帯域幅がΔｆよりも広いＮ個の帯域フィルタが
周波数間隔Δｆで配置されている。同図（ｂ）はＴＭＵ
ＸＩ２のフィルタバンクの周波数特性である。同図（Ｃ
）はＴＤＵＸ９およびＴＭＵＸＩ２の総合周波数特性で
あり、各帯域の中心部分が完全平坦で、隣接帯域と重な
る点の振幅は中心部振幅の１／２となって直線的に変化
している。すなわち、ＴＤＵＸ９およびＴＭＵＸＩ２の
各帯域フィルタの周波数特性は総合特性として同図（Ｃ
）のようになるように設定されている。同図（ｄ）は再
生キャリア周波数ｆが１ｆ１くΔｆ／２、すなわち第０
番目のフィルタの中心近辺にくる場合のＴＭＵＸＩ２の
出カスベクトルを示している。同図（ｅ）は再生キャリ
ア周波数ｆがｆ＝Δｆ／２、すなわち第０番目および第
１番目のフィルタの中間にくる場合のＴＭＵＸ１２の出
カスベクトルを示している。この場合は第０番目および
第１番目のフィルタからのキャリアが合成される。同図
（ｆ＞は再生キャリア周波数ｆがｆ＝−３Δｆ／２〜−
Δｆ／２、すなわち第一１番目のフィルタの帯域内にく
る場合のＴＭＵＸ１２の出カスベクトルを示している。
このように、Ｎを大きくして周波数間隔Δｆ＝ｆｓ／Ｎ
を十分小さくすれば、各フィルタの出力でのＣ／Ｎを十
分に高くすることができ、確実にキャリアの存在するフ
ィルタのみを選択することができ、−ｆｓ／２〜＋ｆ
ｓ ／ ２の範囲のいかなるキャリア周波数に対しても
正しくキャリアを再生することができる。また、遅延器
７の遅延量を、ｍ東回路８→ＴＤＵＸ９→ベースバンド
スイッチ回路１１→ＴＭＵＸ１２−１／ｍ乗回路１３の
経路の遅延量と一致させることによって、伝送路で加わ
る位相雑音およびマルチパスフェージングの影響を相殺
することができる。更に、本発明の復調回路の構成はパ
イプライン構造をしておりフィードバックループを含ま
ないため、到来信号の先頭から正しく復調することが可
能である。
を十分小さくすれば、各フィルタの出力でのＣ／Ｎを十
分に高くすることができ、確実にキャリアの存在するフ
ィルタのみを選択することができ、−ｆｓ／２〜＋ｆ
ｓ ／ ２の範囲のいかなるキャリア周波数に対しても
正しくキャリアを再生することができる。また、遅延器
７の遅延量を、ｍ東回路８→ＴＤＵＸ９→ベースバンド
スイッチ回路１１→ＴＭＵＸ１２−１／ｍ乗回路１３の
経路の遅延量と一致させることによって、伝送路で加わ
る位相雑音およびマルチパスフェージングの影響を相殺
することができる。更に、本発明の復調回路の構成はパ
イプライン構造をしておりフィードバックループを含ま
ないため、到来信号の先頭から正しく復調することが可
能である。
以上説明したように本発明によれば、次の効果が得られ
る。
る。
（ａ）トランスマルチプレクサ技術の応用によって、キ
ャリア周波数誤差がｌ ｆ ｌ ＜ｆ ｓ／２ｍの任意
の位置にある場合は、ｍ相ＰＳＫ変調信号に対して確実
に動作する復調回路を実現できる。
ャリア周波数誤差がｌ ｆ ｌ ＜ｆ ｓ／２ｍの任意
の位置にある場合は、ｍ相ＰＳＫ変調信号に対して確実
に動作する復調回路を実現できる。
（ｂ）トランスマルチプレクサ技術の応用によって、Δ
ｆ ＝ ｆ ｓ ／ Ｎを小さくすれば高いＣ／Ｎでキ
ャリア再生が可能であり、同期検波によって低Ｃ／Ｎ条
件下でも確実に動作し、ピットエラーレートの良好なデ
ィジタル信号復調回路を実現できる。
ｆ ＝ ｆ ｓ ／ Ｎを小さくすれば高いＣ／Ｎでキ
ャリア再生が可能であり、同期検波によって低Ｃ／Ｎ条
件下でも確実に動作し、ピットエラーレートの良好なデ
ィジタル信号復調回路を実現できる。
（Ｃ）復調回路がフィードホワード型であり内部にフィ
ードバックループを含まないので、到来信号の先端から
正しく復調が可能であるばかりでなく、伝送路で加わる
位相雑音およびマルチパスフェージングの影響を相殺で
き、移動体衛星通信への応用が可能である。
ードバックループを含まないので、到来信号の先端から
正しく復調が可能であるばかりでなく、伝送路で加わる
位相雑音およびマルチパスフェージングの影響を相殺で
き、移動体衛星通信への応用が可能である。
（ｄ）ディジタル信号処理により、ＬＳＩ化、小型化、
低消費電力化、高信頼度化が可能となる。
低消費電力化、高信頼度化が可能となる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図（ａ）〜（
ｆ）はキャリア再生の動作を示す図、第３図は従来の復
調回路の一例を示す図である。 １・・・局部発振器、２・・・π／２移相器、３，４・
・・ミキサ、５・・・低域フィルタ、６・・・Ａ−Ｄ変
換器、７・・・遅延器、８・・・ｍ乗回路、９・−・ト
ランスマルチプレクサ型分波回路（ＴＤＵＸ） 、１０
・・−キャリア検出回路、１１・・・ベースバンドスイ
ッチ回路、１２−・・トランスマルチプレクサ型合波回
路（ＴＭＵＸ）、１３・・・１ ／ ｍ乗回路、１４・
−・複素乗算検波器、１５・・・クロック発生器、１６
−・低域フィルタ、Ｓｓ・−・受信信号、Ｓｃ・・・選
択信号、Ｂ１〜Ｂ５・・・複素信号。
ｆ）はキャリア再生の動作を示す図、第３図は従来の復
調回路の一例を示す図である。 １・・・局部発振器、２・・・π／２移相器、３，４・
・・ミキサ、５・・・低域フィルタ、６・・・Ａ−Ｄ変
換器、７・・・遅延器、８・・・ｍ乗回路、９・−・ト
ランスマルチプレクサ型分波回路（ＴＤＵＸ） 、１０
・・−キャリア検出回路、１１・・・ベースバンドスイ
ッチ回路、１２−・・トランスマルチプレクサ型合波回
路（ＴＭＵＸ）、１３・・・１ ／ ｍ乗回路、１４・
−・複素乗算検波器、１５・・・クロック発生器、１６
−・低域フィルタ、Ｓｓ・−・受信信号、Ｓｃ・・・選
択信号、Ｂ１〜Ｂ５・・・複素信号。
Claims (1)
- ｍ相ＰＳＫ変調された受信信号を搬送波周波数にほぼ等
しく互いに直交する複素局部発振信号によりベースバン
ド帯複素信号に変換する変換手段と、前記ベースバンド
帯複素信号を帯域制限する低域フィルタと、ディジタル
信号処理のための周波数ｆｓのクロック信号を発生する
クロック発生手段と、前記低域フィルタが出力する前記
ベースバンド帯複素信号を前記クロック信号により標本
化してディジタル複素信号に変換するＡ−Ｄ変換手段と
、前記ディジタル複素信号を２分岐する分岐手段と、前
記分岐手段が出力する一方の前記ディジタル複素信号を
一定サンプルだけ遅延させる遅延手段と、前記分岐手段
が出力する他方の前記ディジタル複素信号をｍ乗するｍ
乗手段と、周波数間隔Δｆ＝ｆｓ／Ｎで配置され帯域幅
がΔｆよりも広いＮ個の帯域フィルタからなるフィルタ
バンクを有し前記ｍ乗手段が出力する複素信号を受けて
周波数分離分波を行うトランスマルチプレクサ型分波手
段と、前記トランスマルチプレクサ型分波手段のＮ個の
帯域フィルタが出力する信号をそれぞれ２分岐する分岐
群と、前記分岐群が出力する一方の信号群を受け各信号
の振幅を検出し、最大振幅が検出された信号を通過させ
た前記帯域フィルタを示す選択信号を生成し出力するキ
ャリア検出手段と、前記分岐群が出力する他方の信号群
を受け前記選択信号が示す前記帯域フィルタを選択して
前記他方の信号群の内前記検出された信号のみ通過させ
るスイッチ手段と、前記スイッチ手段が出力する信号を
受けて周波数間隔がΔｆ且つそれぞれの帯域幅がΔｆよ
りも広いフィルタバンクによって周波数分割多重を行う
トランスマルチプレクサ型合波手段と、前記トランスマ
ルチプレクサ型合波手段が出力する複素信号を１／ｍ乗
する１／ｍ乗手段と、前記遅延手段が出力するディジタ
ル複素信号を前記１／ｍ乗手段の出力信号により同期検
波する複素乗算手段とを備えることを特徴とする復調回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2043124A JPH03245641A (ja) | 1990-02-23 | 1990-02-23 | 復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2043124A JPH03245641A (ja) | 1990-02-23 | 1990-02-23 | 復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03245641A true JPH03245641A (ja) | 1991-11-01 |
Family
ID=12655096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2043124A Pending JPH03245641A (ja) | 1990-02-23 | 1990-02-23 | 復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03245641A (ja) |
-
1990
- 1990-02-23 JP JP2043124A patent/JPH03245641A/ja active Pending
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