JPS6033715A - 増巾装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができる平衡型増巾装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、希望する信号を選択増巾する平衡型増巾
器の性能においては高い同調精度。

安定性および信頼性の要求が高捷っている。一方、それ
ら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減も大きな
課題であり、特に合理化が困難な高周波部の周波数選択
同調器について抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来の平衡型増巾装置につい
て説明する。第１図は平衡型増巾装置の基本的な構成回
路図であり、入力端子１に入力される不平衡信号は不平
衡−平衡モード変換器２によって平衡モード信号に変換
され、それぞれの平衡モード信号は増１］器３および４
によって互いに逆位相モードで増巾されて中性点アース
５を有するインダクタ６とキャパシタ７よりなる並列共
振回路８の平衡端子９および１ｏに供給される。第２図
は従来の平衡型同調器の構成図であり、中性点タップ１
１を有するインダクタ１２の平衡端子１３および１４に
キャパシタ１６が回路導体１６および１７で接続され、
それぞれ１８および１９が平衡型同調器の平衡端子とし
てまた２ｏがアース端子として構成されていた。

しかしながら、上記のような構成においてば■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法が機器の小型化と薄
型化を阻害している０ ■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ易く、寸だフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり同調周波数や
平衡性あ変動が大きい。

■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個部
品として存在し、導体の引き回し回路で接続されている
だめリードインダクタンスやストしｃ４ヤバシタが多く
発生して回路動作が不安定であり平衡性の確保が困難で
ある・■　独立した最小単位機能の個別部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界がある
。

■　更に上記■および■が原因して平衡型増巾装置を構
成する目的であるところの増巾信号における偶数次高調
波を相殺することが不可能となり、増１１］信号の歪率
が増大する。

などの問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品の一体
化構成を可能にする平衡型同調器を実現すると共に、そ
の平衡型同調器を設置した平衡型増ＩＩ］装置を実現す
ることにあり、それによって平衡型同調器の形態を超薄
型でかつ小型化し、更に機械的振動に対しても同調周波
数や平衡性が安定で、同調周波数の同調精度を向上させ
、同調周波数や平衡性の温度依存性が小さく、接続リー
ドの悪影響をなくして高周波的にも安定で、また部品点
数を削減して製造の合理化を可能にすることであり、更
に増ｌ］信号における歪率を安定に減小させ得る増１〕
装置を提供することにある。

発明の構成 本発明の増１〕装置はそれぞれ位相の異なる信号を出力
する増１〕器を設置し、その出力信号で端部もしくは中
央部に設定したアース端子を基準にしてそれぞれドライ
ブされる電極よりなる主電極に対して、アース端子が上
記主電極と互いに逆方向側となるように設定され、かつ
誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で
並設する副電極よりなる同調器を設けるように構成した
ものであり、これにより位相の異なる信号を励起するそ
れぞれの主電極が分布インダクタとして作用し、またそ
れぞれの主電極と副電極が対向することによって先端オ
ープンの分布定数回路を形成し、それによって発生する
負リアクタンスによる分布キャパシタンスを実現し、上
記のそれぞれの分布インダクタと並列に作用させて平衡
共振特性を得るものであり、これを平衡型増巾器の平衡
出力端子に接続して平衡型の同調増巾機能を得るもので
ある０ 実施例の説明 １ず、本発明の増巾装置に用いる同調器の動作原理につ
いて説明する。

第３図（ａ）〜（ｑ）は本発明の増巾装置に用いる同調
器における動作を説明するだめの等何回路である。

第３図（ａ）において、電気長ｌを有し、互いにアース
端子を逆方向側に設定したそれぞれの伝送路電極２７０
，２７１によって形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接続されて
信号を供給するものとする０そして、それによって伝送
路電極２７０の先端におけるオープン端子には進行波電
圧ｅＡが励起されるものとする。一方、伝送路電極２７
１は上記の伝送路電極２７０に近接して対向設置もしく
は並設されているので、相互誘導作用によって電圧が誘
起される。その伝送路電極２７１の先端におけるオープ
ン端子に誘起される進行波電圧をｅＢとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１においてはそれぞ
れのアース端子が逆方向側に設定されているので、誘起
される進行波電圧６Ｂは励起する進行波電圧ｅＡに対し
て逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡお
よび６Ｂは伝送路の先端がオープン状態であるので伝送
路電極２７０および２７１より成る伝送路において電圧
定在波を形成することになる。ここで伝送路電極２７０
における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１における電圧
分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１において任
意の対向する部分において発生する電位差■をめると ■＝ＫｅＡ−（１−Ｋ）ｅＢ　・・・・・・・・・・・
・・・・・（１）で表わすことができる。ここで、それ
ぞれの伝送路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌで
あるとすると ６Ｂ”　ｅＡ　・曲・・・曲・・・曲・・−（２）とな
り、それによって第１式における電位差ＶはＶ　＝　Ｋ
　ｅＡ＋　（Ｉ　Ｋ　）　ｅｐ。

−ｅＡ　・・・・・・・・・・・・・・（３）となる。

すなわち伝送路電極２７０と２７１がそれぞれ対向する
全ての部分において電位差Ｖを発生させることができる
。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電極［１］
Ｗを有するものとしく電極の厚みは薄いものとする）、
さらに誘電率ε６　を有する誘電体を介して間隔ｄに対
向されているものとする０この場合における伝送路の単
位長当りに形成するキャパシタンスＣ０は であり、故に ％−ε。ε８丁　・・・・・・・・・・・・・・・・怖
）となる。

従って、第３図（−）に示す伝送路は、第３図（ｂ）に
示すような単位長当りにおいて第６式でまるＣ０の分布
キャパシタ２７３を含んだ伝送路となる。

また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路電極２７１
における電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は
、上記において述べたように互いに逆位相関係にあるの
で、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動
作することになる。これによって第３図（Ｃ）に示すよ
うな、平衡電圧ｅ′を有する平衡信号源２７４によって
平衡モードで励起される伝送路電極２７５および２７６
によって形成される平衡モード伝送路と等価になる。い
うまでもなくその電気長は第３図（ａ）において示した
もとの電気長ｌと同じである。さらに、この平衡モード
伝送路は第３図（ｄ）に示すように、伝送路の分布イン
ダクタ成分および伝送路の屈曲形状により発生する集中
インダクタ成分それぞれによる総合的な分布インダクタ
２７７および２７８と分布キャパシタ２７３よりなる分
布定数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キャパシタ２７３の形成における伝送路
の電気長ｌとの関係について説明する。

第４図（ａ）に示すような平衡モード伝送路における単
位長当りの特性インピーダンスＺ。は、第１６図（ｂ）
に示す等価回路で表わすことができる。その特性インピ
ーダンスＺ。は一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のだめ以下第８式に示す特
性インピーダンスＺ０を用いる。第８式におけるキャパ
シタンスｃ０は第６式においてめた伝送路における単位
当りのキャパシタンスＣ８と同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンスＺｏは
キャパシタンスｃ０の関数であり、それは丑だキャパシ
タＣ０に関与する誘電体の誘電率ε８゜伝送路電極の巾
Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数でも
ある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特性インピ
ーダンスがＺ。で、その電気長がｌであり、かつ先端が
オープン状態である伝送路の端子に発生する等価リアク
タンス又は ｘ＝−ＺｏＣＯ１θ　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（９）で表わすことができる。ここで θ−２π至　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・−・（１ｏ）λ であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・　・
（１２）となる。すなわち伝送路の端子における等価リ
アクタンスはキャパシティブリアクタンスとなり得る。

したがって伝送路の電気長ｌによってθが第１１式に該
当する場合、すなわち例えば電気長ｌをλ／４以下に設
定することによりキャパシタを形成することができる。

そして、その形成できるキャパシタのキャパシタンスＣ
［ で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャノくシタンスＣ
を実現することができる。

以上第９式〜第１３式において説明した伝送路の動作様
態について図に表わしたものが第５図である。第１７図
では、先端がオープン状態の伝送路において、その電気
長ｌの変化に従って端子に発生する等価リアクタンスＸ
が変化する様子を表わしている。第５図から明らかなよ
うに、伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
４λ／３などにおけるような場合には負の端子リアクタ
ンスを形成することが可能であり、すなわち等測的負の
端子リアクタンスを発生させる条件において、伝送路の
電気長ｌを任意に設定することによって、キャパシタン
スＣを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣは、第３図（ｅ
）において示す集中定数キャパシタ２７９として等価的
に置換することができる。そして、伝送路に存在する分
布インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生
ずる集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成さ
れるインダクタは、集中定数インダクタ２８０として等
価的に置換することができる。そして、仮想的な平衡信
号源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、
もとの第３図（ａ）において示しだ状態と等価的と同じ
になるように置換すれば、第３図（ｆ）に示すようにな
る。この第３図（ｆ）においてアース端子を共通化して
表わすと、明らかに最終的には第３図（ｑ）において示
すように、集中定数キャパシタ２７９および集中定数イ
ンダクタ２８０より成る並列共振回路と等価になり、同
調器を実現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発明の同調
器を実現するものであるが、本発明の同調器における構
成とそれに係る動作原理は従来の同調器におけるものと
は全く異なるものである。

そこで、本発明による同調器が従来の同調器もしくは本
発明の同調器における伝送路と同様のものを用いても他
の構成にしだものそれぞれと比較して全く異なるもので
あることを証明するだめに、従来の同調器もしくは他の
伝送路構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによって本発明による同調器と
の差異を明確にすると共に、本発明における同調器の新
規性を明らかにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明における同調
器に用いるものと同様なもので形成しても、アース端子
が互いに同方向側に設定されている点が異なる場合の動
作を示すものである。第６図（−）において伝送路電極
２８１および２８２よりなる先端オープンの伝送路が、
電圧ｅを発生する信号源２８３によってドライブされて
いるものとする。それによって伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧ｅＡが励起され。

それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２８２の
先端におけるオープン端子には定在波電圧ｅＢが誘起さ
れるものとする。ここで、それぞれの伝送路電極２８１
於よび２８２のアース端子は互いに同方向側に設定され
ているので、それぞれの定在波電圧ｅＡと６１Ｂは互い
に同位相となる。

従がって、伝送路電極２８１および２８２におけるそれ
ぞれの電圧分布係数は同じＫを有することになる。それ
によ−って伝送路電極が対向する任意の部分における電
位差■は Ｖ　＝　Ｋ　ｅＡＫｅＢ　−−（１４）となる。ここで
、それぞれの伝送路電極２８１および２８２の電気長が
同じ長さであるとするとｅＡ−ｅＢ　・・・・・・−−
・・・・・・・・（１５）となり、それによって第１４
式における電位差Ｖは Ｖ　＝　Ｋ　ｅＡＫ　ｅＡ　＝　Ｏ・・・・・・・・・
・−・・・・・・・（１６）となる。すなわち伝送路の
いずれの部分においても電位差が発生しないことになる
。第６図（ａ）における信号源２８３を伝送路端に置換
設定したものが第６図［有］）であり、電圧ｅ′を発生
する不平衡信号源２８４を設置したことと等価になる。

そしてこの等何回路においては互いに電位差を有しない
平行伝送路が存在するのみである。つまシこれは第６図
（Ｃ）に示すように、等価的に単なる一本の伝送路電極
２８５が存在する場合と同一であることは明らかである
。そして、信号源２８３およびアース端子を第６図（ａ
）に示しだようにもとの回路に等個置換することによシ
第６図（ｄ）に示すようになる。

つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれより成
る等価的な集中定数インダクタ２８６のみを形成するだ
けである。以上より明らかなように、インダクタと並列
にキャパシタを形成することができないので、目的とす
る並列共振回路の同調器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発明の同調
器におけるものと同じもので形成し／ζ一般的なマイク
ロストリップラインであるが、その伝送路電極と対向す
る電極が充分に広いアースとなっている点が異なる場合
の動作を示すものである。第７図（ａ）において伝送路
電極２８７が充分に広いアース電極２８８と対向し、電
圧ｅを発生する信号源２８９によってドライブされ、伝
送路の先端におけるオープン端子に定在波電圧ｅＡが励
起されるものとし、その電圧分布係数をＫとする。

一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数Ｋを
有する定在波電圧ＱＢが発生するものと仮定すると、伝
送路電極２８７とアース電極２８８が対向する任意の部
分における電位差■はＶ　＝Ｋ　ｅＡＫ　１ｉｌＢ　・
・・・・・・・・・・・−・・（１７）で表わされる。

しかし、アース電極２８８における定在波電圧ｅＢは一
様にアース電位（零電位）であり ９Ｂ　”　Ｏ・・・　・・・−・・（１８）となる。従
ってアース電極２８８には電圧分布係数も存在しない。

その結果、電位差ＶはＶ　＝　Ｋ　ｅｐ、　・・・−・
・・・・・・・・・・・・（１９）となる。これによっ
て、伝送路電極２８７とアース電極２８８の間に分布キ
ャパシタを形成するととは可能である。しかしながら、
伝送路電極２８７はアース電極２８８と近接して対向し
ている／ヒめ、相互誘導作用によって伝送路電極２８７
における画先端がほとんどショート状態になったものと
等価になる。そのため伝送路電極２８７におけるインダ
クタ成分のＱ性能を著しく劣化させることになる。すな
わち、このマイクロストリップラインは第７図（ｂ）に
示すように等価損失抵抗２９０を含む集中定数インダク
タ２９１および集中定数キャパシタ２９２それぞれより
成る並列共振回路を形成する。ここで等価損失抵抗２９
０は実際には相当大きな抵抗値を有するものになるため
、共振回路における損失が非常に大きくなる。従って、
同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下したものし
か実現できず、実際的には実用に適するものではない。

第８図は従来において最も多く使用されているλ／４共
振器の回路構成を示し、その伝送路における先端条件お
よび伝送路の長さの設定と、更に了−スの設定における
それぞれの点で本発明の同調器と全く異なることを示す
ものである。第２゜図において平衡モード伝送路電極２
９３および２９４は、その電気長２が共振周波数におけ
るλ／４に等しく設定され、かつ先端が７ヨートされて
いる。そして電圧ｅを発生ずる平衡信号源２９５によっ
て、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドライブされ
ているものとする。アース端子は平衡信号源２９６の中
性点に設定され、特に伝送路電極におけるいずれかの端
子にアースを設定するものではない。この場合における
伝送路の端子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは
、伝送路の特性インピーダンスを２゜とするとｘ−Ｚｏ
―θ　・・・・・・・・・・・・・曲（２０）となる。

ここで特性インピーダンスＺ。は第８式において示した
ものと同じものであり、またθについても第１０式にお
いて示しだものと同じものである。この共振器でＣ１伝
送路の電気長２をＵ−λ／４　・・・・・・−・・・・
・・・・・・・・（２１）としているので ０−π／２　・山・・・山・・・川・・・曲（２２）で
ある。従って第２０式における端子リアクタンスＸは Ｘ−２ｏＬ］ｎｉ−ω　・・・・・・・・・・・・（２
３）となり、等価的に並列共振特性を得ることができる
ものである。しかしながら、このλ／４共振器における
構成を本発明の同調器における構成と比較すると、まず
伝送路の端子条件についてみると本発明の同調器におい
てはオープン状態であるのに対して、従来のλ／４共振
器においてはショート状態であり、従って端子条件にお
いて全く異なる構成であることが明らかである。更に伝
送路の電気長２の設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するものであ
り実際的にはλ／１６程度の非常に短いものに設定して
構成するものであるが、従来のλ／４共振器においては
厳密に共振周波数のλ／４に設定するものであり、従っ
て伝送路の電気長℃の設定において根本的に異なる構成
であることも明らかである。また、構成における伝送路
の電気長２の異いに起因して、両者において同一の同調
周波数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同調
器においては小型化することができるが、λ／４共振器
においては非常に長い伝送路を設ける必要があり大型化
する不都合があった。従来のλ／４共振器を小型化する
目的で誘電率の非常に大きな誘電体を介在させて伝送路
の長さを短縮化したものもみられるが、それに用いる誘
電率の高い誘電体は一般に誘電体損失し１１δが非常に
大きく、従って共振器としてのＱ性能が著しく低下する
不都合があった。更に、誘電率の高い誘電体における誘
電率の温度依存性は一般に大きく、従って共振周波数の
安定性を確保することが困難である不都合もあった。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を明らかに
するために、従来の同調器における性能と比較した実験
結果を示して説明する。第９図は同調周波数の温度依存
性を測定した実験結果を表すグラフである。そして第１
０図は共振Ｑの温度依存特性を測定した実験結果を表す
グラフである。

第９図および第１０図において、特性（八は本発明にお
ける同調器の温度依存性であり、誘電体としてアルミナ
セラミック材もしくは樹脂系プリント回路基板を使用し
た場合の実験結果である。一方、特性（Ｂ）は第２図に
おいて示すような、従来においても多く用いられていた
同調器における温度依存特性である。これらの実験結果
から、本発明の同調器においては一般的な誘電体を用い
て構成したものでもその同調周波数は極めて安定であり
、更に共振Ｑが高く、かつ安定であることが明らかであ
る。一方、従来の同調器においては、インダクタを構成
するフェライト材のコアにおける透磁率μとＱの根本的
な不安定性、およびコイル部分の膨張と収縮によるイン
ダクタンスの変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共
振Ｑの安定性を確保することが困難であった。それによ
って、他の温度補償部品もしくは他の自動安定化補償回
路を付加して不安定性を補っていた。

実施例の説明 次に本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第１１図は本発明の実施例における増巾装置の回路構成
図を示すものである。入力端子２１に入力される不平衡
信号は不平衡−平衡モード変換器２２によって平衡信号
に変換されて増巾器２３および２４に供給されて互いに
逆位相モードで増「１〕される。そしてそれぞれの増巾
出力は平衡型同調器２５の平衡端子２６および２７に供
給される。

平衡型同調器２５において２８は中性点アース端子２９
を有する分布インダクタを形成する主電極であって平衡
端子２６ｂ−よび２７を有するものである。一方誘電体
（図示せず）を介して対向する副電極３０はその両端が
アース端子３１および３２に設定されている。この場合
において主電極２８のアース端子２９を特別に設けなく
とも仮想的中性点を発生させることが可能であり等価的
にアース端子を実現することができて所要の目的を達成
することができる。平衡端子２６および２７は主電極２
８の端部のみならず所要のインピーダンスを呈する任意
の位置に設定することも可能である。

また副電極３０のアース端子３１および３２も任意の所
要位置に設定することができる。この実施例の場合には
単体の主電極および副電極の簡学な構成で平衡型同調器
を構成することができる。

第１２図は本発明の他の実施例における増ｌ」装置の回
路構成図を示すものである。入力端子３３に入力される
不平衡信号は不平衡−平衡モード変換器３４によって平
衡信号に変換されて増巾器３５および３６に供給されて
互いに逆位相モードで増［１〕される。そしてそれぞれ
の増巾出力は平衡型同調器３７の平衡端子３８および３
９に供給される。

平衡型同調器３７において４０および４１は中性点アー
ス端子およ　を有してかつ平衡端子４２および４３を有
する主電極である。一方誘電体（図示せず）を介して対
向する副電極４４のアース端子４６は主電極４０および
４１の平衡端子３８および３９とほぼ対向する位置に設
定されている。

平衡端子３８および３９は主電極４ｏおよび４１の端部
のみならず所要のインピーダンスを呈する任意の位置に
設定することも可能である。この実施例の場合には平衡
端子３８と３９を近接して設置することができ信号の入
出力リードが短かく構成することができる。

第１３図は本発明の他の実施例における増巾装置の回路
構成図を示すものである。入力端子４６に入力される不
平衡信刊は不平衡−平衡モード変換器４７によって平衡
信号に変換されて増巾器４８および４９に供給されて互
いに逆位相モードで増［１］される。そしてそれぞれの
増１］出力は平衡型同調器５０の平衡端子５１および５
２に供給される。

平衡循回ｐ、、＋器５０において中性点アース端子５３
および平衡端子５１と５２を有する主電極５４の構成は
第１１図で説明したものと同様であるが、他方副電極の
構成はアース端子６５と５６を有する副電極６７と６８
に分割されている。アース端子５３および５６と５６、
および平衡端子６１と５２の設定は第１１図において説
明したように構成することができる。この第１３図に示
す実施例と前記第１２図に示す実施例における副電極６
７と５８．および副電極４４それぞれのオープン端子側
の所要位置をカットすることによって分布キャパシタン
スを変化させることができて同調周波数を可変設定する
ことが可能であり、更に平衡状態を調整することも可能
である。

第１４図は本発明の他の実施例における増巾装置の回路
構成図を示すものである。入力端子６９に入力される不
平衡信号は平衡型同調器６０によって平衡信号に変換さ
れて平衡端子７２および鞄に出力され、その平衡信号は
増巾器６１および６２に供給されて互いに逆位相モード
で増１ｊされる。

そしてそれぞれの増１１］出力は平衡型同調器６３の平
衡端子６４および６５に供給される。平衡型同調器６３
および６０において主電極６６と副電極６７、および主
電極７４と副電極ア５よりなる構成は前記第１１図にお
いて説明したものと同様であるが、平衡端子６４と６５
、および平衡端子でと７３のそれぞれには電圧可変キャ
パシタンスダイオード６８と６９、および７６と７７が
接続されている。そして７０および７８はそれぞれの電
圧可変キャパシタンスダイオード６８，６９，７６゜７
７に共通の制御電圧端子であり、７１は不平衡２次出力
タップ端子である。ここで平衡型同調器６０および６３
として前記第１１図に示すものを用いたが前記第１２図
もしくは第１３図に示すものを用いても所要の目的は達
成することができる。

この実施例の場合には同調周波数を可変制御することが
可能で、しかも不平衡信号回路系と接続することが可能
な平衡型ｉｉ丁変同調器を構成することができる。ここ
で電圧可変キャパシタンスダイオード６８および６９の
替りに可変空気コンデンサを用いても所要の目的を達成
できることはいうまでもない。そして平衡型同調器６３
に第１２図もしくは第１３図のものを用いた場合には副
電極４４もしくは５７および５８の所要部分をカットす
ることによって同調周波数帯を任意に設定することがで
き、また平衡性も調整することができる。

第１５図ないし第２２図は前記第１１図で説明した平衡
型同調器２５を代表してその主副電極と誘電体の構造の
実施例イＣ示すものである。第１６図において（−）は
表面図、中）は側面図、（Ｃ）は裏面図を示す。（以下
第１６図ないし第２２図において同様）第１５図におい
て１００は誘電体基板であり、１０１と１０２は分布定
数回路を形成して分布インダクタと分布キャパシタを実
現する主電極である。電極１０１と１０２のアース端子
の設定は第１５図に示すように対向する主副電極相互に
おいて任意の逆方向側となるようにする。（以下第１６
図ないし第２２図において同様）第１５図（ａ）に示す
の側、■と第１５図（Ｃ）に示す■側、■がそれぞれ対
応する。（以下第１６図ないし第２２図において同様） 第１６図においては誘電体基板１０３を介して１個所の
屈曲部を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置
されている。

第１７図においては誘電体基板１０６を介して複数個所
の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設
置されている。

第１８図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ
形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１９図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第２０図においては誘電体基板１１５の表面に電極１１
６と１１７がそれぞれ側方対向して設置されている。

第２１図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている０ 第２２図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１０表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

以上第１５図ないし第２２図の実施例において対向設置
もしくは並設される電極それぞれは同一形状の全面完全
対向としたが、任意の片方電極が他方電極と比較して等
測長さが異なっていても、まだ相方電極が部分的に対向
するようにしても実現できる。寸だ第２ｏ図ないし第２
２図における実施例に用いる電極そノ１ぞれの形状は第
１６図ないし第１９図に示す実施例で示したものを用い
ても実現することができる。

以上それぞれの実施例において第１５図に示すものは簡
単な電極パターンで構成することができ、第１５図ない
し第１９図に示すものは小さい同調器の占有面積で比較
的大きな分布インダクタンスと分布キャパシタンスを形
成することができ従って比較的低い同調周波数の同調器
を構成することができ、第２０図に示すものは誘電体の
片面のみで電極を形成するので簡単に構成することがで
き、第２１図および第２２図に示すものは多層基板に対
応でき、電極が内蔵されるため外部の要因によって同調
器の性能が影響を受けることが少なく安定なものを構成
することができる等の特徴を有している。

第１５図ないし第２２図において２００ないし２１５は
それぞれ平衡端子である。

以上のように構成された本実施例の増ｌ］装置に用いる
平衡型同調器について以下その動作を説明する。

第２３図に第１１図に示す平衡型同調器２５を代表して
その動作等価回路を示す。第２３図（−）において誘電
体（図示せず）を介して対向設置されるかもしくは誘電
体（図示せず）の表面で並設される主電極１２４と副電
極１２５のアースは互いに逆方向に設定されると共に主
電極１２４の両端子１２６と１２７にはそれぞれ主とし
て逆位相関係にある異なる位相の４７４号源１？８と１
２９が接続されて主電極１２４に信号電流を励起する。

ここで主電極１２４と副電極１２５はアース端子をそれ
ぞれ逆方向側に設定した平行伝送路を形成するので主電
極１２４と副電極１２５それぞれの信号電流は第２３図
（ａ）に示すようにある瞬時においては矢印のような逆
位相の信号電流位相関係を呈する。それにより対向する
主電極１２４と副電極１２５における各々の対向部分に
電位差が発生して分布キャパシタを形成する。そして副
電極１２５のインダクテイフ゛成分は打消されて第２３
図（ｂ）に示すようにアース面１３１と苓価になり主電
極１２４との間に分布キャパシタ１３１を実現する。主
電極１２４は第２３図（Ｃ）に示すように分布インダク
タ１３２と等価であり分布キャパシタ１３１と共に分布
定数回路を形成する。これを集中定数回路で示したもの
が第２３図（ｄ）でありインダクタ１３３とキャパシタ
１３４および１３６の並列共振回路を形成する。ここで
アース端子１３６は中性点であるためキャパシタ１３４
と１３６は第２３図（ｅ）に示すようにキャパシタ１３
７に集約されて平衡型同調器を実現することができる０
″！、たインダクタ１３３と並列に可変キャパシタ（図
示せず）を設置すれば平衡型可変同調器を実現すること
ができる。

上記の動作説明は第１３図および第１４図に示す平衡型
同調器６ｏおよび６３の実施例にも対応できるものであ
り、第１２図に示す平衡型同調器３７の実施例について
もアース端子の設定と平衡端午の設定がそれぞれにおい
て第１１図、第１３図、第１４図に示すものと逆設定に
なっているが動作原理において異なるものではない。

なお上記それぞれの実施例における平衡型同調器の電極
としては金属導体、プリント金属導体箔、印刷厚膜導体
および薄膜導体等を使用することができ、また誘電体基
板としてはアルミナセラミック、チタバリ、プラスチッ
ク、テフロン、ガラス。

マイカおよび樹脂系プリント回路基板等を使用すること
ができる。

更に」二記それぞれの実施例における平衡型増巾装置と
してはプッシュプル増巾器、差動増巾器などを用いるこ
とができる。′＝１だ不平衡−平衡モード変換器として
は広帯域型バルン、もしくは同調器に２次平衡出力コイ
ルを設置したもの、もしくは前記第６図の実施例で示し
た平衡型同調器６３と同様のもので入力端子を不平衡端
子７１とし出力端子を平衡端子６４および６５としだも
のなどを用いることができる。

発明の効果 以」二の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体
層を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設
する平衡電極で平衡型同調器を構成し、その平衡型同調
器を平衡型同調器の平衡出力端子それぞれの間に接続設
置するように構成しているので ■　簡単な構成でインダクタ部品とキャパシタ部品の一
体化構成を可能にした平衡型同調器を有し、それによっ
て非常にシンプルな形態の平衡型増１］装置を構成する
ことができる。

■　平衡型同調器を超薄型でかつ小型に構成することが
できるので、平衡型増巾装置を超薄型で小型にすること
ができると共に平衡型同調器からの不要輻射量を極めて
少なくすることができるので安定な増ｌ］系を実現する
ことができる０■　平衡型同調器のインダクタとキャパ
シタがリードレスで接続されるのでリードインダクタや
ストレーキャパシタの影響がなく、従って同調器として
の動作が極めて安定になり同調精度が向上すると共に完
全な平衡性を確保することができる。

■　モジュール化した平衡型同調器が実現できるので機
械的振動に対するインダクタとキャパシタの定数変動が
皆無であり、同調周波数や平衡性が極めて安定である。

■　誘電体基板に温度依存性の小さい利料を用いれば同
調周波数や」ｉ衡性が周囲温度変化に対して極めて安定
な平衡型同調器を実現することができる。

■　上記■、■およＯ・■の効果によって平衡型増１１
」器を構成する初期のみならず非常に長期間に渡ってそ
の平衡性を維持することができるので、増１４」信号の
偶数次高調波を常に理想的に相殺することが可能となり
、安定に増巾信号の歪率を減小させることができる。

■　平衡型同調器の部品点数を大ｒｌコに削減すること
かり能であり、平衡型増巾装置における製造の合理化や
コストダウンが実現できる。

■　平衡型同調器に用いる誘電体基板として増ｄ］器を
構成する回路基板を共用すれば実装形態の合理化を割る
ことができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡型増巾装置の基本構成回路図、第２図は従
来の平衡型同調器の部品構成斜視図、第３図（ａ）〜（
ｑ）、第４図（ａ）、■）、第６図は本発明の増［１コ
装置に用いる動作原理を示す説明図、第６図（ａ）〜（
ｄ）、第７図（ａ）　、　（ｂ）　、第８図は従来の同
調器における動作原理を示す説明図、第９図、第１０図
は本発明と従来の同調器の温度変化に対する同調周波数
と共振Ｑの特性図、第１１図ないし第１４図は本発明の
実施例における平衡型増１］装置の回路構成図、第１６
図ないし第２２図は本発明の実施例における平衡型同調
器の構成図であり、それぞれにおいて（ａ）は表面図、
伽）は側面図、（Ｃ）は裏面図、第２３図は本発明の実
施例における平衡型同調器の動作原理説明図である。 ２３　２４　３５　３６　４８　４９　６１６２．１０
１．１０４，１０７，１１０，１１３，１１６゜１１９
　、１２２　、１２４・・・・・・主電極、３０　、４
４　。 ６７．６８，６７．１０２，１０５，１０８゜１１１．
１１４，１１７，１２０，１２３，１２５・・・・・副
電極、２３．２４，３５，３６．４Ｂ、４９，６１゜６
２・・・・・・増巾器、６８．６９・・・・・・電圧可
変キャパシタンスダイオード、１００，１０３，１０６
，１０９゜１１２．１１５，１１８，１２１・川・・誘
電体基板。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第３図 ２８０ 第４図 第５図 一仏送路碇気長１ ＲＳ６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 （α）　（ｂ）　（Ｃ） （ａ）　Ｃｂ）　（の どＵ１＋　訓 第１８図 ＜（１）　Ｃｂ）　（Ｃ） 第２１図 （α）　（ｂ）　（の

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）それぞれ位相の異なる信号を出力する増巾器を設
   置し、その出力信号で端部もしくは中央部に設定したア
   ースに接続される端子を基準にしてそれぞれドライブさ
   れる電極よりなる主電極に対して、アースに接続される
   端子が上記主電極と互いに逆方向側となるように設定さ
   れ、かつ誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体
   の表面で並設する副電極を設けてなる同調器を設置する
   ことを特徴とする増巾装置。 （２）増巾器としてプッシュプル増巾器を設置し、互い
   に逆位相の出力信号で主電極をドライブする特許請求の
   範囲第１項記載の増巾装置。 （３）増１１Ｊ器として差動増巾器を設置し、互いに逆
   位相の出力信号で主電極を特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の増＋１Ｊ装置。 （４）同調器の主電極もしくは副電極における任意の所
   要端子間に可変リアクタンス素子を接続設置した特許請
   求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載の増巾装
   置。 （６）可変リアクタンス素子として電圧可変キャパシタ
   ンスダイオードを用いた特許請求の範囲第４項記載の増
   巾装置。 （６）同調器の主電極もしくは副電極の任意の所要部に
   タップを設けて２次側出力端子とする特許請求の範囲第
   １項ないし第５項のいずれかに記載の増巾装置。 （７）増巾器の出力側および入力側の両方に同調器を設
   置し、それぞれの同調器における主電極側を上記増ｒｌ
   Ｊ器と接続した特許請求の範囲第１項ないし第６項のい
   ずれかに記載の増巾装置。 （８）主および副電極として少なくとも一個所以上の任
   意の屈曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１項ない
   し第７項のいずれかに記載の増１Ｊ装置。 （９）主および副電極としてスパイラル形状を有するも
   のを用いた特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれ
   かに記載の増巾装置。 （１ｏ）　主もしくは副電極における長さを副もしくは
   主電極における長さよシも任意に短かく設定し、かつ任
   意の部分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲
   第１項ないし第９項のいずれかに記載の増巾装置。 （１１）　誘電体の内部においてそれぞれの主および副
   電極もしくは任意の片側の主もしくは副電極における部
   分もしくは全部を設置した特許請求の範囲第１項ないし
   第１ｏ項のいずれかに記載の増巾装置。 （１２）　円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における
   内周部および／もしくは外周部においてそれぞれの主お
   よび副電極を設置した特許請求の範囲第１項ないし第１
   １項のいずれかに記載の増巾装置。 （１３）　主および副電極それぞれにおいてアースに接
   続される端子を、アースと接続せずに共通端子とした特
   許請求の範囲第１項ないし第１２項のいずれかに記載の
   増巾装置。 （１４）　主および／もしくは幅電極における所要部分
   を任意に切開して増巾同調周波数範囲を任意に設定制御
   する特許請求の範囲第１項ないし第１３項のいずれかに
   記載の増巾装置。 （１５）　非接触切開手段により主および／もしくは副
   電極を任意に切開する特許請求の範囲第１４項記載の増
   ｌ］装置。 （１６）　主および／もしくは副電極における任意の所
   要部位をアースに接続する端子もしくは共通端子に設定
   して増１］同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請
   求の範囲第１項ないし第１５項のいずれかに記載の増巾
   装置。